微波全向天線較多應用于一點多址通信中，廣泛地應用于軍事、航天、遙控、遙測領域。在較低頻段中，微波全向天線主要有螺旋天線、交叉饋電式天線、波導縫隙天線；而隨著現代通信技術的發展，通信頻率向更高的波段發展已是必然趨勢，在C波段或更高的頻段，波長很短，以上提到的天線由于結構復雜，導致加工費用高，調試困難，并且饋電結構也難于設計，使得天線的帶寬較窄；同時這些類型的天線高度均超過半波長或者四分之一波長，天線高度太大導致其占用的體積空間較大，并且天線RCS（雷達散射截面）也較大，對各類載體平臺的電磁隱身特性也帶來較大影響。

考慮到上述情況，有必要為實際通信平臺開發一種全向天線，即新型C波段寬帶小型化全向天線，它能夠提供比現有天線更理想的電磁特性，本文將詳細討論該天線的性能及主要結構參數對天線性能的影響，并對天線的阻抗及輻射特性進行分析。

2? 天線基本結構及輻射原理

新型C波段寬帶小型化全向天線共形全向天線示意如圖1、圖2所示，圖1為天線本身的外形結構，圖2為天線剖面圖。從圖中可以看出，該天線是由金屬圓盤、金屬單極子、介質墊片、方形金屬地板以及同軸饋電連接器共同構成。

圖1 ?天線示意圖

圖2 ?天線剖面圖

金屬圓盤半徑r₁、厚度h₁，金屬單極子半徑r₂、高度h₂，它們加工為一個整體；金屬單極子中部有螺紋孔；聚四氟乙烯介質墊片為一個類似“瓶蓋”的腔體結構，半徑r₃、厚度h₃，中間有通孔使得同軸內芯通過，其下部腔體尺寸可使得同軸連接器剛好深入其內部；方形金屬地板中間有通孔使得連接器外導體通過；同軸連接器為市售產品，選用的是N型同軸連接器N-50KF-C，其特殊之處在于伸出的內芯有螺紋，它可以直接穿過介質墊片上的通孔與金屬單極子中部的螺紋孔旋擰在一起，從而使得整個天線成為一個整體。

在本設計中，天線金屬圓盤及金屬單極子是起輻射作用的最主要部件，用于向空間輻射電磁波。當發射信號時，同軸連接器通過連接的同軸電纜輸入外接發射機的發射信號，同軸接頭輸出的能量激起金屬圓盤及金屬單極子上的表面電流，從而產生輻射；由于所采用的金屬單極子直徑較大，使得天線可以發射較寬帶寬范圍內的垂直極化電磁波；由于金屬單極子頂端接入了金屬圓盤，這使得天線頂端的電流不為零，有效的實現了天線的小型化；由于介質墊片為腔體結構，分隔開天線的輻射結構與金屬地板，使得同軸電纜能夠有效的激勵天線電流；金屬圓盤、金屬單極子及介質墊片在結構上均成中心軸對稱分布，可以使得天線在水平面360度范圍內輻射場均勻分布。

3? 主要結構參數對于天線阻抗特性的影響

反射損耗是天線的一個重要性能參數，它決定了天線的阻抗特性。在設計過程中發現，影響該天線反射損耗性能的主要結構參數為金屬圓盤半徑r₁、厚度h₁，金屬單極子半徑r₂、高度h₂。通過多組建模仿真，可以得到各個參數對于天線反射損耗的影響規律，以便于實際天線的設計實現。

3.1? 金屬圓盤半徑r₁對反射損耗的影響

作為最主要的輻射結構，金屬圓盤的尺寸在很大程度上決定了天線的諧振頻率，圖3是針對不同的金屬圓盤半徑r₁反射損耗隨頻率的變化曲線。隨著半徑的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與一般的單偶極子天線類似，輻射體尺寸與天線頻率呈現出相反的變化規律。

圖3 ?反射損耗與r₁的關系 3.2? 金屬圓盤厚度h₁對反射損耗的影響

圖4是針對不同的金屬圓盤厚度h₁反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，金屬圓盤的厚度同樣會影響天線的諧振頻率，隨著厚度的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與金屬圓盤半徑類似，該尺寸的大小與天線頻率高低呈現出相反的變化規律。

圖4 ?反射損耗與h₁的關系

3.3? 金屬單極子半徑r₂對反射損耗的影響

金屬單極子不僅是該天線的輻射結構，同時它還作為過渡部件連接金屬圓盤及饋入電流的同軸連接器。圖5是針對不同的金屬單極子半徑r₂反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，該半徑不僅影響諧振點位置，還在很大程度上影響反射損耗的大小，如果該半徑過大，則反射損耗很大，即C波段在同軸接頭饋入天線的能量大部分都被反射，使得天線無法正常工作；從安裝角度考慮，若該半徑過小，則輻射結構沒有辦法與同軸連接器的螺紋內芯連接，所以在天線尺寸的設計上要綜合考慮天線性能及安裝結構。

圖5 ?反射損耗與r₂的關系

3.4? 金屬單極子高度h₂對反射損耗的影響

圖6是針對不同的金屬單極子高度h₂反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，金屬單極子的高度會在很大程度上影響天線的諧振頻率，隨著高度的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與普通單極子尺寸與頻率的對應關系一致。

圖6 ?反射損耗與h₂的關系

4? 天線性能分析

在上述分析的基礎上，應用仿真軟件HFSS對天線參數進行了逐一的調整，最后得出了性能最優結構參數，最終天線地板以上的總體高度h₁+h₂+h₃僅為最低工作頻率f_L所對應波長的八分之一左右，現對其性能進行如下分析。

4.1? 天線的阻抗特性

前面已經提到過，天線的反射損耗是一個重要性能參數，它反映了天線的阻抗特性。圖7給出了該C波段寬帶小型化全向天線反射損耗的結果。在f_L?~?f_H的頻率范圍內，天線反射損耗的仿真結果均小于-10dB，這種全向天線阻抗特性良好，它具有45%左右的阻抗帶寬。

圖7 ?天線的反射損耗

4.2? 天線的輻射特性

對于全向天線，增益特性是衡量其性能好壞的重要指標，圖8是該天線的增益隨頻率的變化關系（f_L?~?f_H）。頻率在f_L?~?f_H范圍內，增益變化范圍是3.5~6dB，變化幅度小于2.5dB，增益在頻帶內較為穩定；天線的方向圖是表征天線輻射特性與空間角度關系的圖形，圖9表示該天線在頻率分別為f_L、(f_L+f_H)/2、f_H時水平面方向圖的結果。在各個頻率上，該天線水平面近似全向輻射，不圓度小于2dB，方向圖穩定性較好。

圖8 ?天線的增益

圖9 ?天線的方向圖 天線的拓展應用

本文設計的天線結構可采用方形金屬地板，且尺寸可根據應用需求適當調整；同時，也可根據實際需求在一定尺寸范圍內采用圓形地板或者異形地板，參見圖10，地板形狀改變，基本不會影響天線性能。此外，本天線應用場合靈活，它可單獨作天線用，也可用作反射面天線的饋源或者陣列的單元，尤其適用于作八木天線的有源振子，參見圖11，該天線本身前后適當位置加入引向金屬棍和反射金屬棍即可以有效縮小八木天線的總體高度。

圖10 ?地板為圓形時的天線結構

圖11 ?天線作為八木天線有源振子的結構

6? 結論

本文所論述天線與現有技術相對照，其效果是積極和明顯的。天線的工作頻段為C波段，本身高度僅為最低工作頻率所對應波長的1/8左右；天線相對帶寬約為45%，在頻段內可以良好的與50Ω同軸電纜匹配；天線在水平面360度的范圍內輻射場均勻全向分布，不圓度小于2dB；此外，本天線結構靈活，除了可采用方形地板，還可在一定尺寸范圍內采用圓形或者異形地板，并且天線可以作為八木天線的有源振子使用，有效縮小八木天線的總體尺寸。

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在航空器、導彈等高速飛行器上，全球定位系統GPS是不可或缺的組件，它廣泛應用于導航、測繪、監測、授時、通信等多種領域。而在GPS系統的研究開發過程中,天線成為必須解決的關鍵問題之一。這些飛行器要求天線既不影響其空氣動力性能，又不破壞其機械結構和強度。所以，具有低剖面、易集成等突出性能優點的共形天線陣在飛行器上得到廣泛應用。

目前，對于錐面共形天線陣的研究報道非常多。提出了一種錐面共形天線陣的分析方法，研究了一種毫米波段錐面共形天線陣。對于上述錐面共形天線陣，工作頻率較高，尺寸上基本不受限制，相鄰單元的弧面間距大于或者接近天線工作頻率的半波長。但是在天線尺寸受限的情況下，相鄰單元的弧面間距如果小于半波長，單元間的耦合加劇，天線陣的電壓駐波比就會急劇惡化，輻射特性也會有劇烈的起伏，極不穩定。所以在GPS頻段，天線尺寸受到共形體錐面表面積的限制，天線的小型化成為設計中的核心問題。眾所周之，GPS天線是右旋圓極化天線，但是考慮到小型化的要求，為了滿足輻射特性，采用線極化天線可以減小3dB的損耗。所以本文設計出了一種采用線極化方式的小型化GPS錐面共形天線陣，在減小天線尺寸的同時提高了天線的性能。

2 ?設計要求

天線要求共形安裝在如圖1所示的錐臺上，錐臺上底面圓周長約為0.26λ0（λ0為天線中心頻率的波長），下底面圓周長約為0.67λ0，錐臺母線長H約為0.24λ0，工作頻率為f0=1.575GHz，天線輻射的H面方向圖要求全向。

經分析，由于天線安裝面面積極小，天線陣只能采用2單元微帶共形結構，陣元弧面間距僅為0.25λ0，遠小于天線工作頻率的半波長，陣元間耦合強烈，并且天線要求水平全向輻射，這使得天線設計實現小型化，保證中心頻率并穩定天線輻射性能成為首要設計要求。

圖1 ?天線安裝錐臺示意圖

3 ?理論分析與設計

本文先利用一般微帶天線的設計方法設計天線單元，并對饋電方式進行改進，利用Ansoft HFSS軟件對天線單元進行仿真優化設計，大大降低了天線陣的設計復雜度。

3.1 ?天線單元的分析與設計

在天線的設計中考慮到安裝平臺的尺寸限制，本文采用er=10.2的高介電常數柔性介質基片，介質厚度為h=0.6mm，矩形微帶天線的尺寸公式為[5]：

（1）

（2）

式中f0為天線工作的中心頻率，c為光速(3×108m/s) 。而al為微帶傳輸線的等效伸長量，可由下式求得:

（3）

er為介質基片的有效介電常數，由邊緣效應決定，可由下式求得:

（4）

圖2 ?天線單元結構示意圖 考慮到天線需要共形在錐面上，饋線如果太細，那么在實際加工及調試過程中就會比較容易被折斷，所以考慮到這些問題，根據微帶線特性阻抗設計公式計算，在er=10.2，基片厚度為0.6mm的情況下，輸入阻抗為50Ω的饋線寬度為0.6mm;輸入阻抗為20Ω的饋線寬度為2.5mm。顯然在20Ω時的饋線就比較不容易被折斷，所以本文設計單元的輸入阻抗為20Ω。

通過在天線單元邊緣開槽使微帶饋線深入單元內部的方法，能夠很好的調節單元的阻抗特性，實現天線單元的匹配，并能有效降低單元的尺寸。 天線單元的結構示意圖如圖2所示，其中Wf為單元饋線的寬度，Ws為槽寬度，Ls為槽深。

3.2 ?饋電網絡的設計

微帶天線陣的饋電方式主要包括串饋、并饋、反射陣面饋電等，并聯饋電方式中的T型結功分器具有結構簡單、占據空間小、容易實現寬頻帶等突出優點[6]，因此，設計中采用由T型結功分器構成的并聯饋電網絡，使用等幅同相饋電方式。天線單元的輸入阻抗為20Ω，陣列總端口的輸入阻抗為50Ω，所以首先要利用λ/4阻抗變換線，使20Ω與100Ω阻抗相匹配，通過計算得出λ/4阻抗變換傳輸線的特性阻抗約等于45Ω，寬度為0.7mm。

通過饋電網絡的有效彎折和總體合理布局可大大減小天線陣的大小，圖3給出了天線陣饋電網絡示意圖。

圖3 ?天線陣饋電網絡示意圖

4 ?天線陣實測結果

本文根據天線的設計和仿真，研制出小型化GPS錐面共形天線陣的試驗樣機，并用金屬椎體模擬了真實彈頭，對研制的天線進行了電特性測量[7]。圖4所示的是天線陣樣機平面圖。

圖4 ?天線陣樣機平面圖

在微波暗室、遠區條件下，用自制的天線遠場自動測量系統在f0=1.575GHz時對該天線的E面和H面方向圖進行了實測，如圖5所示。

a 天線陣的E面方向圖

b 天線陣的H面方向圖

圖5 ?天線的實測方向圖

從圖5a和5b中可以看出，天線陣的E面方向圖近似為偏向于共形體底部的一個“8”字形，H面方向圖近似全向，滿足工程設計要求。

圖6 ?天線陣實測駐波曲線

圖6所示的是使用HP8753D矢量網絡分析儀對天線進行駐波系數(VSWR)測量的結果。由圖6可以看出天線陣的駐波系數小于2的帶寬為9MHz，在工作頻率f0=1.575GHz時，天線陣駐波系數為1.1。

5 ?結束語

本文研究了小型化GPS錐面共形天線陣，文中通過調整單元的輸入阻抗解決了天線饋線由于過細易折斷的問題，并進一步縮小了單元尺寸且在陣元耦合強烈的情況下保證了中心頻率，而且穩定了天線的輻射性能，實現了水平全向輻射的工程要求。我們研制出了共形在彈頭錐體上的小型化GPS共形天線陣實驗樣機，并進行了實測，其測量結果研究成果可應用于工程實際，且具有很高的實用價值和推廣價值。

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這種概念要求基站部署極大規模的天線陣列，可能包含成百上千的收發器。此概念稱為大規模MIMO。的確，大規模MIMO 脫離了當前的網絡拓補，可能是解決我們所面對的無線數據挑戰的關鍵；然而，在認知大規模MIMO 廣泛部署的效能和/ 或可行性的過程中，出現了一個值得關注的問題，有人會創建一個原型，只為確定它是否真正行之有效嗎？畢竟，創建一個具有上千天線的原型會帶來若干工程上的挑戰，另外還有其他不可忽視的問題，即成本和時間。

圖1. 2 天線MIMO 收發器。

MIMO背景

MIMO 依賴多路來提高無線數據鏈路的可靠性以及有效數據率，通常使用數根獨立天線獲得多個數據流。多路傳播是通信系統面臨的巨大挑戰，實踐中采用MIMO，運用空間- 時間編碼和/ 或空間分集等多種技術。4G 移動通信標準LTE-A 規定MIMO 組態最多使用8 根天線。IEEE 802.11n/ac 標準以及這些標準的實際商業化均普遍使用MIMO。

基本上，更多天線會給傳播通道帶來更高的自由度，從而在數據率和/ 或鏈路可靠性方面擁有更高的性能。然而，總體數據率仍然受到香農理論的限制。在多個用戶組成的網絡中，增大總體網絡吞吐量的一種方法是多用戶MIMO（MU-MIMO），其中，多個用戶可以同時訪問同一時頻資源，但是通過多根天線產生的多“空間維度”實現隔離。

更多天線，更大容量，更高的可靠性

增大MU-MIMO 的規模， 稱為大規模MIMO，可以提供更大的網絡容量、更高的可靠性，并通過降低一個蜂窩或服務地區的總發射功率而提高大規模MIMO 基站的能量效率。理論上，每根天線的發射功率能夠低于以相同數據率為指定蜂窩或者地區服務的單根天線的發射功率。即，總功率為：

PTotMM ~ PT NT

其中，PTotMM 是每個地區的總傳輸功率，PT 是每根天線的功率，NT 是發射天線的數目。其中，PTotMM 低于單天線系統的PTot。與單天線系統相比，為了達到相同的可靠性和/ 或吞吐量，由于大規模MIMO 基站能夠憑借其更高的自由度而將發射的能量聚焦于目標用戶，所以大規模MIMO 蜂窩拓補能夠降低分區地域的總發射功率。另外，當使用多根天線時，從發射器至接收器的正確位發射概率會增大，因為鏈路中斷概率~ 1 / SNR NT NR。

其中，SNR 是信噪比，NR 是接收天線的數目，NT 是發射天線的數目。由于此關系，當系統中的天線數目增加時，鏈路中斷概率會降低，從而提高了通信鏈路可靠性。[1]

大規模MIMO 天線陣列基于這里所述的基本概念，按照理論，數百倍規模的天線部署將獲得比當前MIMO 點對點部署更高的效率。具體來說，憑借數百根天線，天線孔徑和部署網格均有精細的多的分辨率。配合波束成形，能夠更加精細地控制天線波瓣，以降低通道中的能量。

大規模MIMO 系統也有其挑戰。一個挑戰是尋找從接收器到發射器的通道狀態信息通信方法，以進行預編碼。鑒于有數百根天線，通過導頻信號來推論通道狀態在實踐中是不可行的。因此，目前實現的大規模MIMO只能實際使用依賴于通道互易的時分雙工（TDD）系統，然而要確定此方法的可行性，還需要進行更多研究。另外，一些初步研究提出，系統中的熱噪聲對于如此之多的天線來說不必過于關注，并且干擾器的影響成為更大的問題。這些挑戰以及其他挑戰，可以在開發出有效的原型之后使用實際波形來進行研究。

2. M 用戶N 天線大規模MIMO 系統。

圖3. 典型1×1 軟件定義無線電體系結構。

大規模MIMO系統的原型制作

制作大規模MIMO 系統的原型需要預先進行許多工作，以便仔細、恰當地設計實際運作系統。大多數研究人員會發現，甚至制作只有2 天線的最低組態MIMO 收發器系統也是極具挑戰性的（參見圖1）。為設計大規模MIMO 原型，首先繪制系統草圖（參見圖2）。在本練習中，基站處的天線數目N 為128，從而獲得128×128 MIMO 組態。組態假設M個移動用戶使用SISO 天線。

在設計大規模MIMO 系統時，需要考慮許多事項，包括發射功率、相鄰通道干擾、頻譜罩等RF 系統參數。然而，大規模MIMO 系統需要考慮的一個關鍵參數是每根天線的數字數據吞吐量。從圖中可知，系統最具挑戰性的一個方面是將所有接收到的樣本聚合到公共處理子系統內。與使用SISO 無線電的簡單發射和接收通信不同，大規模MIMO 要求發射和接收元件之間擁有高速數據吞吐，以及高基帶，并且其數量級高于目前部署的系統。

可以選擇在靠近天線處的節點，以分布方式處理數據流，但是為了恢復從不同用戶處收到的信號，或者有效地為不同用戶進行信號預編碼，必須將從各個天線接收到的數據流聚集在一個公共位置，以獲得最優性能。通過仔細觀察吞吐量和數據要求，我們將系統分成基本元件。這樣，我們就可以在原型的實際構建中量化數據率，并在系統設計、集成、功率和成本之間取得平衡。

基線系統參數

典型SISO 無線電如圖3 所示。在該圖中，RF 信號下變頻或混合，濾波，放大，然后轉化為數字數據。發射過程的次序則相反。大規模MIMO系統包含數百個這種基本SISO 元。為了使用現貨供應設備，以降低成本和加快原型開發，假設每個同相正交樣本均為16 位。位數決定了動態范圍，實際上對于原型來說過好了。減少分辨率位數會顯著降低數據吞吐量，特別是在聚集極多通道的時候。雖然16 位會增加數據路徑，并最終增加數據吞吐量要求——位數更多會導致數據路徑加寬和數據吞吐量要求增加——然而，現貨供應組件和編程體系結構不需要進行自定義就能夠輕

松處理16 位樣本。

接下來考慮采樣率。接收鏈中的每個模數轉換器（ADC）均必須以高于尼奎斯特通道帶寬的速率對下變頻波形進行采樣。本例以LTE 作為基線，普通移動通信場景，每個轉換器均以30.72 MS/s 的采樣率對接收到的波形進行采樣。實際上，轉換器可以對信號進行過采樣，以提高分辨率，但是這會增加信號處理量，以便將數據率轉換到標準信號處理模塊可以接受的數據流。數據吞吐量使用下述方程得到：（2 個樣本）（16 位/ 樣本或者2字節/ 秒）（采樣率）

對于上例：

（2 個樣本）（2 字節/ 秒）（30.72）= 122.88 MB/s對于上例系統，一個通道的聚集數據吞吐量等于122.88 MB/s。為擴大到大規模MIMO 系統，可以按照下文所述計算有效速率：總系統吞吐量（TST）=（吞吐率/ 通道）（天線數目）TST =（122.88 MB/s）（128）TST = 15.7 GB/s

這樣，如果所有通道均同時發射或接收，那么中央處理系統的數據吞吐量將為15.7 GB/s。另外，將所有這些數據聚集到中央處理系統中，還要求處理引擎能夠接受此龐大的數據量，并且能夠進一步處理數據，以便生成通信鏈路。上述簡要分析揭示了兩個挑戰。首先，極少（如果有的話）低成本市售技術能夠滿足這些要求。其次，原型的數據量要求開發備選信號處理鏈分割技術，包括分布式實現和并行實現。

通過審查可用的原型制作技術，我們提出了一種可以用作大規模MIMO 原型構建數據框架的高速串行總線的簡要研究。

表1 概述了目前的一些市售高速總線技術。當然還有其他總線，然而上表提供的是目前常用的許多標準而非專有總線技術的指南。另外，這些總線技術已經用于許多模塊化體系結構，例如PXIe，基本上基于PCIe 標準。應該考慮的一個規格是潛伏時間。潛伏時間是指發射與接收操作之間的周轉時間。如果原型是用于單向鏈路，那么潛伏時間不是特別重要。然而，對于真正的TDD 大規模MIMO 原型，必須考慮潛伏時間，因為周期時間比無線通道的相干時間更短，從而下行鏈路預編碼不是基于已經過時的通道信息，這是至關重要的。上文給出的潛伏時間規格為近似值。然而，一般來說，以太網的潛伏時間并非決定性的，可能會發生極大的變化。另一方面，以太網的實現一般成本較低。

應該指出，PCIe Gen 3 實現剛剛在市場上出現，實際吞吐數據測量值并不可用。另外應該指出，雖然基本提供了最大/ 峰值數據率，然而由于成本、IP 核的尺寸，以及功率等原因，實際實現了總線的典型實現是不同的。所提供的典型數目僅供參考，因為極少的（如果有的話）實現達到了所發布的最大速率。

圖4 所示是一個使用PXIe 的系統配置實例。在此組態中，總共使用了10 塊底板來實現128 根天線的大規模MIMO 系統。系統用2 塊“主”底板來聚集數據，用8 塊底板來安裝128 個能夠在蜂窩帶進行發射和接收的收發器（NI 5791 RF 收發器）。數據基干使用PCI Express Gen 2 ×8，通過合適的分割輕松采集和發射20MHz RF 帶寬數據。[2,3]

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成品如圖1。

圖1

國外資料推薦使用直徑10mm紫銅管彎成直徑為85-90cm環形作為初級線圈，考慮到重量，操作方便等因素，從銅鋁材商店購進直徑為13mm的紫銅管2.8m，彎成直徑為87cm的銅環。同時，采用1m的50塑料管支撐銅環。這是銅環上部的固定點（圖2）

圖2

銅環下部的固定點（圖3）。這里要注意的是要在銅管的兩端鉆好小洞，小洞可以擰上螺絲并可固定小焊片。銅環兩端固定完畢后，固定好焊接好引線的焊片，并將引線引出塑料管。

圖3

制作一個木板支架（圖4），注意要非常牢靠。

圖4

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通常GP天線用于21-29M頻段較為普遍，再低的頻段就不再使用GP天線了。此外，GP天線的防雷也比較難做，總不可能在天線旁邊樹一根比天線還高的鐵管做避雷針吧？

這是一支典型的DP天線的結構，其中紅色部分為絕緣子，和兩端的牽引繩隔開。主振子長度為1/2波長*0.95縮短率。為何要采用1/2波長呢？這是因為1/2波長中心抽頭后兩端各為1/4波長，這樣天線的阻抗為50歐姆，才能夠和發射機相匹配。

DP天線主要采用天波通訊，遠距離通訊的效果非常好，且架設簡單，不需要豎起很高的天線，制作成本低廉，因此為大多數無線電愛好者所采用。DP天線有許多變形，下面我向大家一一做個介紹。

倒”V”天線，這是DP天線的一種變形方式，這樣做的一則可以節省天線的占地面積，另一方面，可以改善原先DP天線的近距離地波通訊效果。但這樣做之后，天線具有了方向性，參見圖中的最大輻射方向。

由于短波發射機可以工作在0-30M的各個波段，因此單一長度的天線就不能滿足我們的需要了，而為每一個波段分別制作一根天線又不現實。

這樣，我們就需要一根多波段的倒”V”天線。這樣做的好處是節省占地面積，又不需要幾根天線來回切換。但這樣做的壞處是各波段振子相互影響，需要逐個修剪振子的長度，以達到最佳的匹配狀態。

偶級天線需要制作兩半一模一樣的振子，對于有經驗的HAM來說，一個小時就可以制作完成一副多波段天線。那么對于新手來說，有什么好辦法可以立刻使用到手的機器呢？當然可以！下面我們就來談談單極天線。

圖中所示的就是一根單極天線的原型。只要振子的長度足夠長，就可以涵蓋各個頻段。單級天線只有一根振子，如果用作多頻段天線，需要使用天線調諧器來適合不同的頻段。

這也是單級天線的一種：WINDOM，譯稱溫頓天線，又稱偏饋天線。其振子長度為1/2波長*0.95，饋電點偏離中點14%，饋線為單根導線。

單極天線也可以做成多波段，這就是一支多波段單極天線，中心需要加1:5平衡/不平衡轉換器。值得注意的是，單極天線可能帶有高壓，因此發射機必須可*接地，天線振子也要放置在無法觸及的地方，以防觸電。

其實短波天線并不神秘，只要經過調整都可以很好地工作。例如我自制的”W”型天線，是倒”V”天線的一種變形，使用效果也很滿意。因此，只要掌握原理，開動腦筋發揮您的想象，您也可以設計出優秀的短波天線！

皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

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回波損耗：當天線和饋線不匹配時，也就是天線阻抗不等于饋線特性阻抗時，負載就只能吸收饋線上傳輸的部分高頻能量，而不能全部吸收，未被吸收的部分能量將反射回去形成反射波。

TRP/TIS：指天線的輻射功率和天線的全向接收靈敏度。

駐波比：指模塊輸入的駐波系數和天線反射的駐波系數之間的比值。駐波比值要≤1.5最好。

SAR：每千克的物質在單位時間內人體頭部接受的電磁能量。

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無線電發射機輸出的射頻信號功率，通過饋線（電纜）輸送到天線，由天線以電磁波形式輻射出去。電磁波到達接收地點后，由天線接下來（僅僅接收很小很小一部分功率），并通過饋線送到無線電接收機。可見，天線是發射和接收電磁波的一個重要的無線電設備，沒有天線也就沒有無線電通信。

手機不間斷地與基站聯系，依靠天線接收和發射天磁波，天線釋放出的電磁輻射功率約440微瓦/平方厘米，天線的設計在結構上需要考慮天線的效率和SAR，對于各頻段天線效率基本要求在30%以上。較高客戶要求在45％以上。

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天線是移動通信系統中重要的組件。它負責發射及接收電磁波。

設計天線的理論基礎是Maxwell方程組。它把電與磁導入到同一個電磁場理論中去。

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“分形”這一概念是由法國數學家B.Mandelbrot 于1975年首次提出的,“分形（Fracta1）”這個名詞即拉丁文的“破碎”。分形幾何就是研究無限復雜而具有特定意義下的自相似圖形和結構的幾何學，自相似就是局部的形態與整體形態的相似，分形具有兩大特征：自相似性和空間填充性(即分數維)。

所謂分形天線，是指幾何屬性上具有分形特征的天線。世界上第一個分形天線是由美國科學家Dr．Nathan Cohen 于1988年完成的，而對分形天線進行系統的研究是從1995年8月Cohen 發表他的第一篇有關分形天線方面的文章開始的。隨后，國際上很多大學和科研機構開始對分形天線進行研究。分形天線是分形電動力學的眾多應用之一。天線與陣列的分形設計是電磁理論與分形幾何學的融合，如我們熟悉的螺旋天線和對數周期天線等一類頻率無關天線都是分形天線，它已經存在多年，但直到分形技術應用后，它的性能才得以充分的理解。

傳統的微帶天線要實現其雙頻和多頻工作通常需要采用多個輻射單元的天線或電抗性負載貼片天線或多頻介質諧振天線，這些都增加了天線的復雜性，同時，也增加了制作的難度和成本。現代無線通信要求用低剖面、小尺寸、多頻帶（寬頻帶）、可集成的天線，分形天線能更好的滿足這種要求。分形是通過迭代產生的分數維自相似結構，其整體與局部、局部與局部之間都具有自相似性。因此，分形是一種與標度無關的幾何，與寬帶天線的頻率無關性比較相似。將分形應用于天線的設計主要是用來實現天線小型化和天線的多頻特性，分形天線解決了傳統天線的兩個局限性：(1) 通常天線的性能都依賴于天線的電尺寸。這就意味著對于固定的天線尺寸，主要天線參數（增益、輸入阻抗、方向圖和副瓣電平等）將隨著工作頻率的改變而改變。分形的自相似性使分形天線有多頻和寬頻特性。(2) 分形的空間填充性，使一些天線的尺寸得到減縮。

分形天線的研究和應用，在軍事和民用方面都有著巨大的潛力，尤其在無線、衛星和移動通信系統中將會發揮巨大的作用，有著非常廣闊的市場前景。國外在分形天線單元和分形天線陣列研究方面已取得實質性進展，但國內在這方面的研究還很少，分形天線是分形理論和天線技術的融合，表現出與傳統天線相比的許多優勢，是近幾年天線領域的研究熱點。

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