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來源：內容由半導體行業觀察（ID：icbank）編譯自semiwiki

1912 年 4 月 14 日深夜，RMS 泰坦尼克號發送了一條求救信息：它剛剛撞上冰山，正在下沉。盡管廣播緊急無線信號今天是常見的，但在20世紀初，這是最尖端的技術。這得益于過去 20 年開發的寬帶無線電的發明：火花隙發射器（ spark-gap transmitter）。

火花隙無線電由 Heinrich Hertz 在 1880 年代開發，由 Guglielmo Marconi 改進，他于 1901 年成功地跨大西洋發送了第一個無線電傳輸。泰坦尼克號災難之后，使用火花隙發射機的無線電報迅速在大型輪船普及，1912 年的《無線電法》更是要求所有航海船只保持 24 小時的無線電值班。火花隙無線電是當時最先進的技術，可實現船舶之間的無線通信，并在第一次世界大戰期間使用。
火花隙無線電的架構與我們目前用在手機、WiFi 網絡和藍牙設備的無線收發器架構有很大不同。現代窄帶通信系統調制連續波形射頻 (RF) 信號以傳輸和接收信息。但在當時，火花隙發射器通過電火花產生電磁波，并且沒有調制窄帶射頻信號。火花是使用通過跨兩個導體之間的間隙的電弧放電的電容產生的。這些非常短的時間放電會在電線中產生振蕩電流，然后激發出一種電磁波，該電磁波輻射出去并且可以在很遠的距離內被電磁波拾取。根據眾所周知的時頻二元性原理，類似于電火花的時間上的短脈沖會產生頻率上的寬帶信號，這是二十多年來通信的基礎。
需要注意的有趣一點是火花隙收音機無法支持連續傳輸，例如聲音信號。一條消息必須由一系列火花組成，傳輸離散的信息片段，使其成為第一個數字收音機。這種特性非常適合傳輸摩爾斯電碼。然而，當時人們認為火花隙收音機不可能在不丟失信息的情況下傳輸連續的信號，如語音或音樂。香農和奈奎斯特早在幾十年前就展示了如何使用數字調制技術來做到這一點。
數字調制知識的這種差距，加上難以產生高功率火花隙傳輸是火花隙無線電的致命缺點。第一次世界大戰后，使用真空管開發了基于載波的發射器，產生可以攜帶音頻的連續波。如今，幾乎所有無線收發器都使用相同的架構，這一切都基于美國工程師 Edwin Armstrong 在 1918 年的工作。稱為超外差無線電，這種架構使用混頻將接收到的窄帶信號轉換為相對較低的中頻 (IF)，即然后在基帶電路中處理。從 1920 年左右開始，這項創新催生了 AM 收音機，十年后又出現了 FM 收音機。到 1920 年代后期，唯一仍在使用的火花發射器是海軍艦艇上的傳統裝置。寬帶無線電實際上已經死了。
100 年后寬帶的重生

為什么 Apple 會在 2019 年發布帶有超寬帶 (UWB) 收發器的 iPhone 11，該收發器是在其新的 U1 無線處理器芯片上實現的。答案需要一些偵探工作來尋找可以追溯到上世紀中葉的線索。
第一條線索是 1930 年代和第二次世界大戰期間在世界各地的絕密實驗室開發的另一種基于脈沖的寬帶無線電技術：雷達。RADAR 的故事已經講過很多次了；它在不列顛海戰和太平洋海戰中都提供了關鍵優勢。
為了更好地簡述本次的技術，我們來重溫一下雷達的原理。RADAR 能夠確定物體的范圍、角度和速度。戰后，基于脈沖的收發器再次開始獲得發展動力。從 1960 年代到 1990 年代，這項技術被限制在機密程序下的軍事應用，既是定位又是通信技術。到 1980 年代中期，美國天主教大學的 Harmuth 和 Sperry Rand Corp 的 Ross 和 Robbins 等 UWB 先驅的大量研究論文、書籍和專利變得可用。由于寬帶提供位置數據的獨特能力，這一重要的信息來源重新引起了人們對 UWB 系統的興趣。
蘋果對 UWB 的第一個用途是提供定位數據。定位支持增強現實 (AR)、虛擬現實 (VR)、游戲、設備恢復、文件共享和廣告信標等領域的許多應用。
被Wi-Fi擊敗

在上文中，我們講述了寬帶無線電的誕生。事實上，寬帶無線電的故事還沒有結束……

隨著 1990 年代無線通信需求的增長，超寬帶 (UWB) 的優勢變得更加明顯。但是 UWB 系統的商業部署需要在頻率分配、諧波和功率限制等方面達成全球協議。隨著對 UWB 商業化興趣的增加，UWB 系統的開發商開始向 FCC 施壓，要求批準其用于商業用途。2002 年，聯邦通信委員會 (FCC) 終于允許未經許可使用的 UWB 系統。幾年后，歐洲電信標準協會 (ETSI) 制定了自己的法規，遺憾的是與 FCC 法規略有不同。其他地區緊隨其后，通常與 FCC 或 ETSI 保持一致。
UWB 系統使用短時（即皮秒到納秒）電磁脈沖來傳輸和接收信息。它們還具有非常低的占空比，其定義為脈沖出現的時間與總傳輸時間的比率。根據 2000 年代制定的發射法規，UWB 信號被定義為頻譜大于 500 MHz 的信號。大多數國家現在都同意 UWB 的最大輸出功率，定義為 -41.3 dBm/MHz。
隨著法規的到位，公司聯盟開始形成，以標準化物理層和媒體訪問控制 (MAC) 層。2002 年，WiMedia 聯盟成立，這是一個非營利性行業貿易組織，旨在促進 UWB 技術的采用、監管、標準化和多供應商互操作性。2004 年，無線 USB 推廣組和 UWB 論壇緊隨其后。
為了理解這些聯盟所做的選擇，我們應該將它們置于語境中。
在2002 年，WiFi 還是一項相對較新的技術。802.11b 路由器于 1999 年推出，使用 2.4 GHz 頻段時的理論最大速度為 11 Mbit/s。802.11a 標準也是在 1999 年定義的，并承諾在 5 GHz 頻帶中的理論最大速度為 54 Mbit/s，但由于其較高的芯片組成本，在消費領域沒有受到關注。2003 年，802.11g 標準推出，在 2.4 GHz 頻段提供了 54 Mbit/s 的理論最大速度。盡管事實證明 802.11g 標準取得了巨大的成功，但數據速率仍然受到擁擠的 2.4 GHz 頻段的限制，該頻段是當時無線 LAN 的骨干，運行在這個頻段的還有微波爐和無繩電話！
正是考慮到這些限制，市場提出了新一代 UWB 無線電。隨著法規的出臺，人們很難抗拒支持 UWB 的高數據速率的承諾。事實上，FCC 在 3.1 和 10.6 GHz 之間分配的 7.5 GHz 帶寬對于無線通信工程師來說是極其寶貴的資源。這就是基于 UWB 多頻帶正交頻分復用 (OFDM) 以 480 Mbit/s 的數據速率提出短距離（即幾米）文件傳輸規范的方式。經過幾年的發展，第一個零售產品于 2007 年年中開始出貨。這在很大程度上是一種過度設計的無線電，以相對經典的方式多路復用多個寬帶寬載波，本身并不是類似于火花隙無線電的基于脈沖的無線電。
盡管當時 OFDM UWB 制造了很多噪音并且產品很有前途，但它在 2000 年代后期推向市場卻遭遇了一場挑戰——2008 年的大衰退，這導致消費電子產品的零售額大幅下降。此外，雖然不同的 UWB 聯盟都在開發新產品，但 WiFi 聯盟并沒有停滯不前。2006年，經過多年的發展和談判，他們發布了802.11n標準的初稿。它支持多路輸入和多路輸出 (MIMO) 概念以復用信道，其開發目的是提供高達 600 Mb/s 的數據速率。盡管該標準的最終版本在 2009 年 10 月之前并未發布，但支持該標準草案的路由器于 2007 年開始搶先發貨。
給OFDM UWB 棺材打上的最后一顆釘子來自技術本身。當時提出的OFDM UWB收發器RF架構的復雜性和嚴格的時序要求，導致產品成本相對較高，功耗低。
上述事件和技術過度設計的芯片組的結合標志著高速 UWB 無線電的消亡。當時 UWB 芯片組的領導者 WiQuest 在 2008 年初擁有 85% 的市場份額，于 2008 年 10 月 31 日停止運營。UWB 論壇因與 WiMedia 聯盟的方法不一致而未能就標準達成一致后解散。WiMedia 聯盟在將其所有規范和技術轉讓給無線 USB 推廣組和藍牙特別興趣組后于 2009 年停止運營。然而，藍牙特別興趣小組在同年放棄了作為藍牙 3.0 一部分的 UWB 的開發。
不幸的是，在第一個基于火花隙無線電的 UWB 系統退役幾乎整整一個世紀之后，這種基于 OFDM 無線電架構的 UWB 無線電的新迭代正在失寵。
然而，盡管困難重重，世界將不必再等一個世紀，就能看到新的和改進的 UWB 無線電實現。事實上，火花隙無線電將成為這次 UWB 復興帶來更多的靈感。
UWB的復興

在上文中，我們討論了過度設計的正交頻分復用 (OFDM) 收發器的超寬帶 (UWB) 的失敗。這標志著所提議的應用——短距離非常高的數據速率（即幾百 Mbps）無線鏈路的終結——而不是技術。事實上，UWB 的歷史有點復雜：當高速無線 UWB 提案開始衰落時，其他 UWB 應用正在蓬勃發展。
從二戰開始，微波系統的快速發展為UWB系統的發展鋪平了道路。在 1960 年代，勞倫斯利弗莫爾國家實驗室 (LLNL) 和洛斯阿拉莫斯國家實驗室 (LANL) 正在研究脈沖發射器、接收器和天線。這些研究項目并非純粹的學術研究；開發脈沖系統確實有很大的動力：UWB 可以提供超高分辨率，然后可以用于對象定位、表征和識別。到 1970 年代，UWB 雷達主要用于軍事應用。隨著研究的不斷進展，發現了其他應用，并且在 1990 年代末，多個 UWB 雷達被用于廣泛的應用：林業應用、城市地區的穿墻檢測、
為了真正理解超寬帶的吸引力，我們首先要掌握時頻二元性和傅立葉變換。簡單來說，這種對偶性表明，如果您有一個無限長的周期時間信號，它將具有無限小的帶寬。另一方面，如果您有一個無限短的脈沖信號，它將具有無限大的帶寬。換句話說，這意味著您可以用時間換取帶寬。你為什么要那樣做？這有多種原因，但一個非常重要的原因是實現超高分辨率定位。
確定射頻設備之間的距離有兩種基本方法：您可以使用接收信號強度 (RSS) 或信號的飛行時間 (ToF)。RSS 是一種實現起來非常簡單的技術，可以被任何無線收發器使用，這也解釋了為什么它被如此廣泛地使用。然而，它的準確性受到嚴重限制：兩個靜止物體之間的感知距離將根據其直接路徑上的障礙物而變化。例如，如果您有兩個設備相距 10 米，但被磚墻隔開，提供 12 dB 的衰減，您會認為這兩個設備相距 40 米。ToF 解決了這個問題。通過測量從一個設備到另一個設備所需的時間，您可以精確地提取兩個對象之間的距離。在
ToF 顯然是在空間中準確定位物體的方法。然而，一個缺點是你需要處理光速，這是相當快的。事實上，光傳播 10 厘米只需要 333 皮秒。如果要以厘米精度測量物體之間的距離，則系統需要亞納秒精度。實現這種精度的最簡單方法是發送時間非常短的信號，由于時頻二元性，這需要 UWB 信號。
使用 ToF 精確測量距離的可能性在很大程度上解釋了 UWB 在最近幾年的復興。準確定位市場在多個領域都在快速增長，未來幾年應該會繼續保持兩位數的增長。多家公司現在都加入了 UWB 的行列，最新的是 Apple，它為 iPhone 11 配備了 UWB 芯片 U1，這似乎是它自己的設計。憑借實施實時定位系統 (RTLS) 的能力，UWB 能夠在包括工業 4.0、物聯網和車輛在內各種市場中實現大量新應用。
正如我們在本文中看到的，時間可以換取帶寬，這可以有利地用于定位。但它也可以提供其他優勢。接下來，我們將探討 UWB 在許多無線應用中的另一個關鍵優勢：極低的延遲。
低延遲為王

作為工程師，我們將延遲理解為觸發操作與其響應之間的時間間隔。從無線鏈路的角度來看，這是發送數據幀和接收數據之間的時間延遲。但是消費者對延遲有一種本能的反應。玩格斗和體育游戲的游戲玩家會體驗到延遲，因為在按下按鈕和在屏幕上看到預期動作之間存在延遲。這種延遲可能是游戲中生死攸關的問題！顯示器和外圍設備正在以減少的延遲（例如，240 Hz 刷新率游戲監視器）進行積極營銷，因此，令人驚訝的是，有線外圍設備在游戲圈中仍然無處不在。
電線，就像人們記憶中那樣古老的裝置，在延遲方面的優勢仍然無可爭議。
隨著對延遲更敏感的應用程序成為主流，如今對延遲的追求越來越強烈。例如，佩戴增強現實 (AR) 或虛擬現實 (VR) 耳機的設計師和游戲玩家會體驗到延遲，因為他們的動作和視覺反應之間存在令人不安的滯后。AR 和 VR 使用戶在最輕微的延遲開始時就容易暈車。此外，當角色在屏幕上的嘴唇與他們的聲音不同步時，家庭影院所有者就會詛咒這些延遲，雖然可以小心地延遲錄制的視頻以校準延遲，但需要現場干預的饋送無法從這種策略中受益。這種涉及實時交互的無線延遲問題很容易表現出來，就像在智能手機上打字并看到按鍵與通過無線耳機傳來的按鍵音頻反饋不同步一樣。一些手機制造商會通過讓鍵盤音頻反饋不通過無線耳機來隱藏這一限制。然而具有諷刺意味的是，在帶有準系統有線耳機的過時電話上使用現已失效的音頻插孔不會造成延遲問題！這個問題更深入，工業工程師將延遲視為關鍵傳感器和控制系統中不可接受的延遲。
總而言之，當前的無線技術無法提供可接受的游戲、AR/VR、實時視頻或工業物聯網體驗，因此這些應用在 2020 年仍然是有線應用的市場。
大腦通常可以辨別出幾十毫秒或更長時間的延遲，一些樂器演奏者能夠“感覺到”3 毫秒的延遲。無線延遲有多種原因。它首先是光速的結果，與電線類似。然而，在人類尺度上，光速并不是限制因素，因為 100 米的無線通信只會產生 333 ns 的延遲。第二個原因是收發器中的處理時間。但這通常不是限制因素，因為處理器通常可以在幾微秒內完成對幀的操作。第三個原因也是最重要的一個原因是收發器可以傳輸其數據的速度。在無線收發器中，每個數據幀都必須完全接收后才能進行處理。這意味著傳輸和接收數據的速度是導致延遲的重要因素。例如，以 1 Mbps 的數據速率傳輸 1000 位幀將導致 1 ms 的延遲。這被稱為通話時間。除了通話時間外，還有媒體訪問控制層所需的時間，即MAC-Time，它與協議使用的通信棧有關，可能包括載波偵聽、幀確認、幀重傳、流控制等。MAC 時間因應用而異，與通話時間相比，MAC 時間可以從可以忽略不計變成主導因素。最終，MAC 時間通常與通話時間相關，因此可以壓縮通話時間的無線電能夠提供更短的延遲。
結合所有這些因素，很難公平地比較不同無線電的延遲。每種技術都有其目標應用，這意味著 MAC 層已相應開發。需要 99.999% 可靠性的無線鏈路不會有與盡力而為廣播系統相同的延遲。然而，延遲總是有限的，并且源自無線電的通話時間，這是一個很好的比較點。ZigBee 規范背后的 IEEE 802.15.4 標準提供 250 kbps 的數據傳輸速率，而 BLE 4.2 支持 1 Mbps 和 BLE 5 2 Mbps。這些數據速率為 BLE 提供了幾毫秒的通話時間，為 IEEE 802.15.4 提供了數十毫秒的通話時間。這些通話時間被 MAC 層進一步“放大”，并導致更長的整體延遲，可能超過 100 毫秒，
減少延遲的一個好方法是提高數據速率，Wi-Fi 很好地應用了這種方法。隨著 802.11 標準現在支持在單個鏈路上傳輸數百 Mbps 的數據，我們現在可以看到單個幀的亞毫秒級延遲。然而，這種延遲是以功耗為代價的。Wi-Fi 標準支持超過 2000 字節的大數據包，并使用需要耗電電路的復雜調制。
延遲實際上是 5G 網絡發展背后的主要驅動因素之一。承諾幾毫秒的延遲，5G 將提供比 LTE 快10 倍的 改進。然而，5G 無線電具有與 Wi-Fi 類似的缺點，即功耗非常高，阻礙了它們在大多數物聯網設備中的使用。因此，我們可以在幾毫秒內將數據路由數百公里，但使用較低功率的無線電完成最后一百米需要更多時間。
UWB 彌合了長距離、高數據速率收發器（Wi-Fi 和 5G）與短距離低數據速率解決方案（如 BLE 和 Zigbee）之間的差距。UWB 使用快速的 2 ns 脈沖來達到數十 Mbps 的數據速率。這提供了比 BLE 短一個數量級的通話時間，達到亞毫秒級延遲。當與 5G 結合時，UWB 是提供最后 100 米低延遲連接的有力候選者。
UWB 的亞毫秒延遲和相對較大的數據速率可以實現多種新的交互體驗和應用，而這些體驗和應用以前是其他短距離無線電無法實現的。然而，UWB 的一個非常重要的方面，即物聯網革命所需的一個方面，尚未討論：低功耗操作。
低功耗是黃金

在一個一切都無線化并且所有設備都需要遠程控制的世界中，功耗的重要性正在顯著增加。
在由四部分（傳感器、微控制器、PMU 和收發器）組成的簡單傳感器節點中，無線收發器在很大程度上是總功耗的主要貢獻者。事實上，用于無線功能的功率百分比可以超過總功耗的 90%。無線耳機、游戲控制器和電腦鍵盤和鼠標的功耗由無線收發器帶來的。
在過去的 15 年中，降低功耗一直在推動無線芯片的發展。經過多年的發展，BLE于2006年被批準用于解決藍牙的功耗問題。最近，藍牙 5.2 增加了一些功能，以減少不同應用程序的消耗，包括音頻。然而，這些修改大多是漸進的。從根本上說，功耗的降低受到架構的物理限制；基于載波的收發器總是需要大量功率來啟動、穩定和維持其 RF 振蕩器。經過二十年的優化，藍牙已經到了收益遞減的地步。所有窄帶技術都是如此：獲得一個數量級需要無線傳輸的新范式。原因如下：

在上圖中，您可以看到所有窄帶無線電架構（如藍牙）中固有的兩個顯著功率損失：
晶體振蕩器開銷（左下）削弱了低數據速率性能：藍牙使用 ~20 MHz 晶體振蕩器，需要幾毫瓦來啟動和穩定。UWB 無線電可以使用不需要高頻晶體振蕩器的脈沖運行，并且可以設計為以低定時功耗開銷運行。
載波開銷（中上）會影響高數據速率性能：如第 4 部分所述，在窄帶寬信道（例如藍牙無線電中使用的信道）上傳輸大量數據需要大量時間和功率。可以傳輸大量數據當分布在寬帶寬上時速度要快得多，使發射器保持開啟的持續時間要短得多，并顯著降低功耗。這意味著對于相同的消耗功率，UWB 可以傳輸更多的數據。（最右上角）
如果你從頭開始設計一個短距離 (50-100m) 無線協議，以最大限度地減少功耗和延遲并最大限度地提高數據速率，您可能會經歷以下思考過程：
首先，盡量減少發射器和接收器的開機時間。為此，每個信號都應盡可能短。從時頻二元性我們知道，時間短的信號帶寬很寬，因此該解決方案將使用寬帶通信，因此選擇了免授權UWB頻譜。
其次，確保發射器和接收器能夠盡快啟動和關閉。這使得難以使用使用傳統高精度 RF 振蕩器的收發器。最小化功耗的最佳架構是使用 UWB 脈沖無線電，而無需 RF 載波本身。從上圖中的數據可以看出，該方法為短距離通信提供了盡可能低的功率分布。
由于 UWB 不使用高頻載波振蕩器，因此 UWB 收發器可以非常快速地開啟，并且在給定功率水平下傳輸的數據速率遠高于窄帶無線電。
秘密終于揭曉

在文章的開頭我們提了一個問題，那就是為什么蘋果 2019 年在 iPhone 11 中植入了 UWB 收發器？在 2020 年初， UWB 芯片供應商 Decawave 被Qorvo以大約5億美元的價格被收購？為什么通用汽車、福特汽車、豐田汽車、尼桑汽車、本田汽車、現代汽車、大眾汽車、寶馬汽車和梅賽德斯汽車等汽車制造商都在投資 UWB？
答案現在很清楚：UWB 提供了準確定位、超低功耗、超低延遲和高帶寬的獨特組合，這是任何其他短距離無線技術無法比擬的。2021 年的超寬帶部署側重于精確定位和基于位置的服務：安全無鑰匙進入、免提支付和室內導航。即將推出具有高達藍牙 10 倍帶寬的低功耗和無電池數據物聯網網絡。
正如大家所熟知，藍牙在低帶寬、低保真通信（例如無線耳機和耳塞）方面取得了巨大成功。那么，為什么蘋果要在 iPhone 11 中設計另一個收發器呢？那就是為超出藍牙設計限制的新興應用提供服務，尤其是準確定位。
在前文中，我們探討了像藍牙這樣的窄帶協議如何具有基本限制，這使其不如 UWB 那樣適合極低功耗、低延遲和無電池應用：
數據速率限制：藍牙規范將空中帶寬限制為僅 3 Mbps，并且在大多數系統中限制為小于 1 Mbps。UWB 可以以數十 Mbps 的速度運行。
低數據速率功率：即使在最低數據速率下，振蕩器開銷和長數據包持續時間也可將藍牙的最小功率保持在幾毫瓦。為低功耗操作和數據流量身定制的 UWB可以以低于 10 μW 的速度傳輸 1 kbps，從而使由能量收集供電的無電池傳感器成為可能。
延遲：藍牙延遲通常超過 100 毫秒，耳機用戶將其視為回聲、長時間的音頻延遲和通話時互相交談。這種延遲使得藍牙對于游戲控制器和 AR/VR 等交互式應用沒有吸引力，對于工業傳感器和控制系統來說也是不可接受的。UWB 為近實時機器控制和交互式娛樂系統提供亞毫秒級延遲。
定位：定位服務和精準定位是UWB眾所周知的強項，可以在10厘米精度內測量相對位置。這是藍牙無法實現的，它很難獲得幾米以下的精度。
抗干擾性：3-10 GHz 頻段變得擁擠。除了LTE、5G和WiFi，包括最近發布的WiFi 6E，都占據了這個頻譜的不同部分。實現穩健的 UWB 通信是可能的，但必須謹慎完成，以便在不妨礙所有其他基于載波的信號并有效拒絕它們的情況下運行。
事實上，對于短距離、低功耗的應用，UWB 優于 WLAN 和 Zigbee 以及經典的藍牙和 BLE：

此圖表比較了 Zigbee、BLE 和 UWB 的 200kbps 完整鏈路的能效：

當您將激勵和穩定載波頻率以及傳輸窄帶數據所需的所有功耗加起來時，總和比 UWB 高 1-2 個數量級（專為低功率運行而設計）。
今天的 UWB 與 100 年前的火花隙前輩不同。盡管自近一個世紀前火花隙消失以來窄帶無線電一直主導著通信，但超寬帶正處于大規模復興的開始。畢竟，它是大約 20 年來第一個包含在智能手機中的新的未經許可的頻譜無線技術，其他手機制造商也紛紛效仿蘋果公司的做法。UWB 的“超能力”直接解決了窄帶無法提供的新應用的功率、帶寬和延遲需求。UWB 非常適合主導許多新興的低功耗、低延遲、更高數據速率的應用，并為無電池應用鋪平道路。

－?The?End?－

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任何一項新生的通信技術，從誕生到成熟，都要經歷制定標準、研制試用、商用推廣幾個階段。從5G問世以來，伴隨著5G的另一個熱詞——5G超級上行也成了大家的關注焦點。經歷了三年多時間，5G超級上行的規模商用終于來了。

據華為消息，業界首次5G超級上行“跨站”靈活配對技術，在近日終于實現了全網商用。廣州聯通聯合華為一起，累積將近3000個站點開通了5G超級上行，這樣一來，5G超級上行的生效用戶比起傳統方式又增加了一倍。

那么，什么是5G上行呢？

想理解這個問題，必須先明白什么是上行。大家都知道，從2G到4G，我們對于網絡的需求，更多的是從網站下載內容，這就是對網絡下行的需求。但是從2019年末，受一些原因影響，大家長時間居家，網絡成了聯絡人際關系的主要途徑，在線網課、線上會議、高清直播都成了人們的迫切需求，而這些都需要能夠實時上傳高清視頻。有數據顯示，在那段時間里，全球移動網絡增長了40%的上行流量。

如果說，這是上行流量需求剛剛嶄露頭角，那接下來的一段時間里，沉浸式視頻、交互式視頻的流行，把人們對上行流量的需求推到了一個新的高峰。這也是上行流量第一次在移動網絡中占據核心位置。

然而，5G比2G、3G、4G的頻段更高，小區覆蓋范圍更小。不過，網絡下行可以通過增加基站的發射功率，或者采用波束賦形的技術來彌補；但是網絡上行就沒那么簡單了，手機發射的功率和天線的數量都成了制約上行的絆腳石。舉個例子，基站就好比是個大喇叭在廣播，而手機好比我們人發聲，一旦手機和基站離得太遠，就算人喊破喉嚨，基站也很難聽見。

所以，5G超級上行順勢而生。回到剛開始的問題，什么是5G超級上行？

簡單來說，5G的雙工模式有兩種：一種是上行和下行綁定在同一個頻段上，我們把這種模式稱作是FDD，也叫雙頻分工，這種模式下，上行下行分別在獨立的信道上傳輸，就像我們的雙向車道，兩個方向來車各跑各的，互不干擾。還有一種是上行和下行在同一個頻率信道上傳輸信號，只不過兩者傳送信號的時間不同，這種模式我們稱作是TDD模式。這種模式下，上行和下行就像潮汐車道，大家分時間跑。

而5G超級上行，就是TDD和PDD協同的情況下，低頻高頻互補，充分發揮3.5G大帶寬能力，不僅能夠提高上行的帶寬，還能提升上行的覆蓋范圍。5G超級上行“跨站”靈活配對技術，能夠讓TDD小區和FDD小區的超級上行配對最優化，簡單來說，就是提高了5G網絡覆蓋和用戶體驗感，讓上行用戶的視頻體驗達到1080p和4K水平。

以上就是關于華為5G在業內首次實現“跨站”規模商用的相關內容。對于華為5G超級上行，大家有什么想說的？歡迎在評論區留言交流。我是柏柏說科技，資深半導體科技愛好者。關注我，帶你了解更多最新的半導體資訊，學習更多有用的半導體知識。

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微波全向天線較多應用于一點多址通信中，廣泛地應用于軍事、航天、遙控、遙測領域。在較低頻段中，微波全向天線主要有螺旋天線、交叉饋電式天線、波導縫隙天線；而隨著現代通信技術的發展，通信頻率向更高的波段發展已是必然趨勢，在C波段或更高的頻段，波長很短，以上提到的天線由于結構復雜，導致加工費用高，調試困難，并且饋電結構也難于設計，使得天線的帶寬較窄；同時這些類型的天線高度均超過半波長或者四分之一波長，天線高度太大導致其占用的體積空間較大，并且天線RCS（雷達散射截面）也較大，對各類載體平臺的電磁隱身特性也帶來較大影響。

考慮到上述情況，有必要為實際通信平臺開發一種全向天線，即新型C波段寬帶小型化全向天線，它能夠提供比現有天線更理想的電磁特性，本文將詳細討論該天線的性能及主要結構參數對天線性能的影響，并對天線的阻抗及輻射特性進行分析。

2? 天線基本結構及輻射原理

新型C波段寬帶小型化全向天線共形全向天線示意如圖1、圖2所示，圖1為天線本身的外形結構，圖2為天線剖面圖。從圖中可以看出，該天線是由金屬圓盤、金屬單極子、介質墊片、方形金屬地板以及同軸饋電連接器共同構成。

圖1 ?天線示意圖

圖2 ?天線剖面圖

金屬圓盤半徑r₁、厚度h₁，金屬單極子半徑r₂、高度h₂，它們加工為一個整體；金屬單極子中部有螺紋孔；聚四氟乙烯介質墊片為一個類似“瓶蓋”的腔體結構，半徑r₃、厚度h₃，中間有通孔使得同軸內芯通過，其下部腔體尺寸可使得同軸連接器剛好深入其內部；方形金屬地板中間有通孔使得連接器外導體通過；同軸連接器為市售產品，選用的是N型同軸連接器N-50KF-C，其特殊之處在于伸出的內芯有螺紋，它可以直接穿過介質墊片上的通孔與金屬單極子中部的螺紋孔旋擰在一起，從而使得整個天線成為一個整體。

在本設計中，天線金屬圓盤及金屬單極子是起輻射作用的最主要部件，用于向空間輻射電磁波。當發射信號時，同軸連接器通過連接的同軸電纜輸入外接發射機的發射信號，同軸接頭輸出的能量激起金屬圓盤及金屬單極子上的表面電流，從而產生輻射；由于所采用的金屬單極子直徑較大，使得天線可以發射較寬帶寬范圍內的垂直極化電磁波；由于金屬單極子頂端接入了金屬圓盤，這使得天線頂端的電流不為零，有效的實現了天線的小型化；由于介質墊片為腔體結構，分隔開天線的輻射結構與金屬地板，使得同軸電纜能夠有效的激勵天線電流；金屬圓盤、金屬單極子及介質墊片在結構上均成中心軸對稱分布，可以使得天線在水平面360度范圍內輻射場均勻分布。

3? 主要結構參數對于天線阻抗特性的影響

反射損耗是天線的一個重要性能參數，它決定了天線的阻抗特性。在設計過程中發現，影響該天線反射損耗性能的主要結構參數為金屬圓盤半徑r₁、厚度h₁，金屬單極子半徑r₂、高度h₂。通過多組建模仿真，可以得到各個參數對于天線反射損耗的影響規律，以便于實際天線的設計實現。

3.1? 金屬圓盤半徑r₁對反射損耗的影響

作為最主要的輻射結構，金屬圓盤的尺寸在很大程度上決定了天線的諧振頻率，圖3是針對不同的金屬圓盤半徑r₁反射損耗隨頻率的變化曲線。隨著半徑的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與一般的單偶極子天線類似，輻射體尺寸與天線頻率呈現出相反的變化規律。

圖3 ?反射損耗與r₁的關系 3.2? 金屬圓盤厚度h₁對反射損耗的影響

圖4是針對不同的金屬圓盤厚度h₁反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，金屬圓盤的厚度同樣會影響天線的諧振頻率，隨著厚度的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與金屬圓盤半徑類似，該尺寸的大小與天線頻率高低呈現出相反的變化規律。

圖4 ?反射損耗與h₁的關系

3.3? 金屬單極子半徑r₂對反射損耗的影響

金屬單極子不僅是該天線的輻射結構，同時它還作為過渡部件連接金屬圓盤及饋入電流的同軸連接器。圖5是針對不同的金屬單極子半徑r₂反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，該半徑不僅影響諧振點位置，還在很大程度上影響反射損耗的大小，如果該半徑過大，則反射損耗很大，即C波段在同軸接頭饋入天線的能量大部分都被反射，使得天線無法正常工作；從安裝角度考慮，若該半徑過小，則輻射結構沒有辦法與同軸連接器的螺紋內芯連接，所以在天線尺寸的設計上要綜合考慮天線性能及安裝結構。

圖5 ?反射損耗與r₂的關系

3.4? 金屬單極子高度h₂對反射損耗的影響

圖6是針對不同的金屬單極子高度h₂反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，金屬單極子的高度會在很大程度上影響天線的諧振頻率，隨著高度的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與普通單極子尺寸與頻率的對應關系一致。

圖6 ?反射損耗與h₂的關系

4? 天線性能分析

在上述分析的基礎上，應用仿真軟件HFSS對天線參數進行了逐一的調整，最后得出了性能最優結構參數，最終天線地板以上的總體高度h₁+h₂+h₃僅為最低工作頻率f_L所對應波長的八分之一左右，現對其性能進行如下分析。

4.1? 天線的阻抗特性

前面已經提到過，天線的反射損耗是一個重要性能參數，它反映了天線的阻抗特性。圖7給出了該C波段寬帶小型化全向天線反射損耗的結果。在f_L?~?f_H的頻率范圍內，天線反射損耗的仿真結果均小于-10dB，這種全向天線阻抗特性良好，它具有45%左右的阻抗帶寬。

圖7 ?天線的反射損耗

4.2? 天線的輻射特性

對于全向天線，增益特性是衡量其性能好壞的重要指標，圖8是該天線的增益隨頻率的變化關系（f_L?~?f_H）。頻率在f_L?~?f_H范圍內，增益變化范圍是3.5~6dB，變化幅度小于2.5dB，增益在頻帶內較為穩定；天線的方向圖是表征天線輻射特性與空間角度關系的圖形，圖9表示該天線在頻率分別為f_L、(f_L+f_H)/2、f_H時水平面方向圖的結果。在各個頻率上，該天線水平面近似全向輻射，不圓度小于2dB，方向圖穩定性較好。

圖8 ?天線的增益

圖9 ?天線的方向圖 天線的拓展應用

本文設計的天線結構可采用方形金屬地板，且尺寸可根據應用需求適當調整；同時，也可根據實際需求在一定尺寸范圍內采用圓形地板或者異形地板，參見圖10，地板形狀改變，基本不會影響天線性能。此外，本天線應用場合靈活，它可單獨作天線用，也可用作反射面天線的饋源或者陣列的單元，尤其適用于作八木天線的有源振子，參見圖11，該天線本身前后適當位置加入引向金屬棍和反射金屬棍即可以有效縮小八木天線的總體高度。

圖10 ?地板為圓形時的天線結構

圖11 ?天線作為八木天線有源振子的結構

6? 結論

本文所論述天線與現有技術相對照，其效果是積極和明顯的。天線的工作頻段為C波段，本身高度僅為最低工作頻率所對應波長的1/8左右；天線相對帶寬約為45%，在頻段內可以良好的與50Ω同軸電纜匹配；天線在水平面360度的范圍內輻射場均勻全向分布，不圓度小于2dB；此外，本天線結構靈活，除了可采用方形地板，還可在一定尺寸范圍內采用圓形或者異形地板，并且天線可以作為八木天線的有源振子使用，有效縮小八木天線的總體尺寸。

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在航空器、導彈等高速飛行器上，全球定位系統GPS是不可或缺的組件，它廣泛應用于導航、測繪、監測、授時、通信等多種領域。而在GPS系統的研究開發過程中,天線成為必須解決的關鍵問題之一。這些飛行器要求天線既不影響其空氣動力性能，又不破壞其機械結構和強度。所以，具有低剖面、易集成等突出性能優點的共形天線陣在飛行器上得到廣泛應用。

目前，對于錐面共形天線陣的研究報道非常多。提出了一種錐面共形天線陣的分析方法，研究了一種毫米波段錐面共形天線陣。對于上述錐面共形天線陣，工作頻率較高，尺寸上基本不受限制，相鄰單元的弧面間距大于或者接近天線工作頻率的半波長。但是在天線尺寸受限的情況下，相鄰單元的弧面間距如果小于半波長，單元間的耦合加劇，天線陣的電壓駐波比就會急劇惡化，輻射特性也會有劇烈的起伏，極不穩定。所以在GPS頻段，天線尺寸受到共形體錐面表面積的限制，天線的小型化成為設計中的核心問題。眾所周之，GPS天線是右旋圓極化天線，但是考慮到小型化的要求，為了滿足輻射特性，采用線極化天線可以減小3dB的損耗。所以本文設計出了一種采用線極化方式的小型化GPS錐面共形天線陣，在減小天線尺寸的同時提高了天線的性能。

2 ?設計要求

天線要求共形安裝在如圖1所示的錐臺上，錐臺上底面圓周長約為0.26λ0（λ0為天線中心頻率的波長），下底面圓周長約為0.67λ0，錐臺母線長H約為0.24λ0，工作頻率為f0=1.575GHz，天線輻射的H面方向圖要求全向。

經分析，由于天線安裝面面積極小，天線陣只能采用2單元微帶共形結構，陣元弧面間距僅為0.25λ0，遠小于天線工作頻率的半波長，陣元間耦合強烈，并且天線要求水平全向輻射，這使得天線設計實現小型化，保證中心頻率并穩定天線輻射性能成為首要設計要求。

圖1 ?天線安裝錐臺示意圖

3 ?理論分析與設計

本文先利用一般微帶天線的設計方法設計天線單元，并對饋電方式進行改進，利用Ansoft HFSS軟件對天線單元進行仿真優化設計，大大降低了天線陣的設計復雜度。

3.1 ?天線單元的分析與設計

在天線的設計中考慮到安裝平臺的尺寸限制，本文采用er=10.2的高介電常數柔性介質基片，介質厚度為h=0.6mm，矩形微帶天線的尺寸公式為[5]：

（1）

（2）

式中f0為天線工作的中心頻率，c為光速(3×108m/s) 。而al為微帶傳輸線的等效伸長量，可由下式求得:

（3）

er為介質基片的有效介電常數，由邊緣效應決定，可由下式求得:

（4）

圖2 ?天線單元結構示意圖 考慮到天線需要共形在錐面上，饋線如果太細，那么在實際加工及調試過程中就會比較容易被折斷，所以考慮到這些問題，根據微帶線特性阻抗設計公式計算，在er=10.2，基片厚度為0.6mm的情況下，輸入阻抗為50Ω的饋線寬度為0.6mm;輸入阻抗為20Ω的饋線寬度為2.5mm。顯然在20Ω時的饋線就比較不容易被折斷，所以本文設計單元的輸入阻抗為20Ω。

通過在天線單元邊緣開槽使微帶饋線深入單元內部的方法，能夠很好的調節單元的阻抗特性，實現天線單元的匹配，并能有效降低單元的尺寸。 天線單元的結構示意圖如圖2所示，其中Wf為單元饋線的寬度，Ws為槽寬度，Ls為槽深。

3.2 ?饋電網絡的設計

微帶天線陣的饋電方式主要包括串饋、并饋、反射陣面饋電等，并聯饋電方式中的T型結功分器具有結構簡單、占據空間小、容易實現寬頻帶等突出優點[6]，因此，設計中采用由T型結功分器構成的并聯饋電網絡，使用等幅同相饋電方式。天線單元的輸入阻抗為20Ω，陣列總端口的輸入阻抗為50Ω，所以首先要利用λ/4阻抗變換線，使20Ω與100Ω阻抗相匹配，通過計算得出λ/4阻抗變換傳輸線的特性阻抗約等于45Ω，寬度為0.7mm。

通過饋電網絡的有效彎折和總體合理布局可大大減小天線陣的大小，圖3給出了天線陣饋電網絡示意圖。

圖3 ?天線陣饋電網絡示意圖

4 ?天線陣實測結果

本文根據天線的設計和仿真，研制出小型化GPS錐面共形天線陣的試驗樣機，并用金屬椎體模擬了真實彈頭，對研制的天線進行了電特性測量[7]。圖4所示的是天線陣樣機平面圖。

圖4 ?天線陣樣機平面圖

在微波暗室、遠區條件下，用自制的天線遠場自動測量系統在f0=1.575GHz時對該天線的E面和H面方向圖進行了實測，如圖5所示。

a 天線陣的E面方向圖

b 天線陣的H面方向圖

圖5 ?天線的實測方向圖

從圖5a和5b中可以看出，天線陣的E面方向圖近似為偏向于共形體底部的一個“8”字形，H面方向圖近似全向，滿足工程設計要求。

圖6 ?天線陣實測駐波曲線

圖6所示的是使用HP8753D矢量網絡分析儀對天線進行駐波系數(VSWR)測量的結果。由圖6可以看出天線陣的駐波系數小于2的帶寬為9MHz，在工作頻率f0=1.575GHz時，天線陣駐波系數為1.1。

5 ?結束語

本文研究了小型化GPS錐面共形天線陣，文中通過調整單元的輸入阻抗解決了天線饋線由于過細易折斷的問題，并進一步縮小了單元尺寸且在陣元耦合強烈的情況下保證了中心頻率，而且穩定了天線的輻射性能，實現了水平全向輻射的工程要求。我們研制出了共形在彈頭錐體上的小型化GPS共形天線陣實驗樣機，并進行了實測，其測量結果研究成果可應用于工程實際，且具有很高的實用價值和推廣價值。

皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

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回波損耗：當天線和饋線不匹配時，也就是天線阻抗不等于饋線特性阻抗時，負載就只能吸收饋線上傳輸的部分高頻能量，而不能全部吸收，未被吸收的部分能量將反射回去形成反射波。

TRP/TIS：指天線的輻射功率和天線的全向接收靈敏度。

駐波比：指模塊輸入的駐波系數和天線反射的駐波系數之間的比值。駐波比值要≤1.5最好。

SAR：每千克的物質在單位時間內人體頭部接受的電磁能量。

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無線電發射機輸出的射頻信號功率，通過饋線（電纜）輸送到天線，由天線以電磁波形式輻射出去。電磁波到達接收地點后，由天線接下來（僅僅接收很小很小一部分功率），并通過饋線送到無線電接收機。可見，天線是發射和接收電磁波的一個重要的無線電設備，沒有天線也就沒有無線電通信。

手機不間斷地與基站聯系，依靠天線接收和發射天磁波，天線釋放出的電磁輻射功率約440微瓦/平方厘米，天線的設計在結構上需要考慮天線的效率和SAR，對于各頻段天線效率基本要求在30%以上。較高客戶要求在45％以上。

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天線是移動通信系統中重要的組件。它負責發射及接收電磁波。

設計天線的理論基礎是Maxwell方程組。它把電與磁導入到同一個電磁場理論中去。

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最近幾年，非接觸式智能卡已越來越多地應用于支付和識別領域。除了當前智能卡使用最為廣泛的公交行業之外，越來越多的國家開始考慮將非接觸式應用推廣至其他全國性項目。鑒于非接觸式智能卡應用的全球性增長，同時考慮到不同產品的技術要求以及終端客戶的不同需求，設計滿足不同應用需求的智能卡天線則成了一項極富挑戰性的工作。本文將討論智能卡天線設計過程中需要考慮的各種因素，以及在不同應用領域中面臨的挑戰。

智能卡天線設計需要考慮的因素

智能卡天線是一種電氣組件，可通過讀卡器產生的射頻（RF）磁場的電磁感應，向智能卡集成電路（IC）供電。它同時也是智能卡IC與讀卡器之間的通訊媒介。設計不當的天線會極大地降低IC卡的性能，而設計合理的天線則會幫助IC卡實現其設計的最佳性能，實現以下特性：

符合ISO/IEC 14443/10373-6規定的工作場域和負載調制要求

符合PayPass-ISO/IEC 14443執行規范- V1.1 和EMV非接觸式通訊協議規范V2.0相關要求, 兼容現有通過認證的讀寫器優化工作距離：為指定應用帶來最佳工作距離，而不影響智能卡功能支持多卡，即使這些卡相互疊放

天線在卡中的準確定位：為了保證智能卡與采用小型天線的讀卡器協同應用，天線必須設計在卡上的一個特定的區域內。因為只有這樣，智能卡和讀卡器的天線才能實現預定的磁耦合。

圖題：雙接口非接觸式智能卡的典型構造

additional overlay-coating foil, thickness 50-100um：附加覆蓋層，厚度50-100微米

printed overlay foil, thickness 100-150um：印刷覆蓋層，厚度100-150微米

basic foil with coil: 200-300um, PVC, surface glueless：帶線圈的基層：200-300微米，PVC材質，脫膠表面

Module: 540um total thickness：模塊：總厚度540微米

在智能卡天線設計中需要考慮三個會影響卡諧振頻率的主要元器件。為了使智能卡的工作距離和RF通訊穩定性等性能指標達到最佳狀態，必須充分考慮到這些元器件的影響。

集成電路(IC)

這是核心部分，芯片的輸入電容和最小工作電壓將決定智能卡的最大工作距離和多卡同時工作等特性。

IC模塊

智能卡IC置于模塊之內。模塊使得IC易于處理，同時保護IC免受到外來壓力（如過度彎折等）和紫外線的損害。另外模塊設計擴大了天線連接區域，為采用不同的天線連接方式提供了方便。在智能卡封裝工序中，模塊比裸裝的IC更常使用。從電氣角度看，模塊給IC卡的諧振電路增加了額外的電容。

智能卡封裝材料

由于其介電性能，封裝材料也為最終IC卡的諧振電路增加了額外的電容。智能卡天線設計及其對特定應用領域的影響良好設計的智能卡天線是否就可以適合所有的應用領域而不會發生任何小故障？事實并非如此。仔細設計的天線對非接觸應用產品的綜合性能具有極其重要的作用，但是不同的應用其技術要求完全不同。因此，要設計出一款通用天線，是一項極富挑戰性的工作。以下內容將簡要描述一些典型應用中面臨的挑戰。

支付應用

卡和讀卡系統之間的臨界耦合效應當讀卡器比智能卡小時，RF 通訊就遇到了挑戰。出于簡化和設計方便的考慮，目前流行的標準是將非接觸式讀卡器設計得盡可能小，盡可能緊湊。這意味著讀卡器的天線要小于一般常見的ID1 的尺寸。然而，由于業內普遍接受的大多數支付卡（例如Visawave, Paywave, JCB）仍然執行ISO/IEC 7810 標準(ID1,85mm*54mm)的規定制式，使用較小尺寸的讀卡器就對RF 通訊提出了挑戰。

以上情形導致卡和讀卡器系統之間產生臨界耦合效應，這種臨界耦合效應通常會使卡和讀卡器之間的RF 通訊變得極不穩定。盡管看似不合理，但這種耦合效應確實有違基本的邏輯，即，卡離讀卡器越近，耦合效應就越強！

但是，采用如下一些方法，可以最大限度減輕這個問題的影響：

為了克服因卡片天線和讀卡器天線的尺寸不匹配而造成的負面影響，一種方法是設計者可以調整卡片天線和讀卡器天線的尺寸，使得讀卡器天線的尺寸比卡片天線的大。根據支付系統的限制條件，可對讀卡器天線加以調整或者改變智能卡天線的設計。事實上，尺寸只有ID1 一半的支付卡在市場上已經越來越普遍。這種方法雖然解決了上述難題，但它也帶來了其他問題。這些尺寸只有ID1 一半的卡很難滿足ISO14443 規定的關于最小負載的調制要求。盡管如此，業內已經找到一些采用較小外形尺寸（ID1/2 和ID1/3），并滿足ISO14443 規定的負載調制限制的設計方案。

改變卡片天線的設計（例如感應系數、線圈材料等）以達到調整Q 值或諧振頻率的目的。如果線圈的Q 值較低，它傳遞給卡的能量耦合就比較小，將卡去諧以獲得較高的諧振頻率也會取得同樣效果。這兩種方法都可以減少卡片天線和讀卡器天線之間的相互影響，進而降低他們之間的耦合效應。這種方法的好處是不需要改變讀卡器的設計，可以避免因讀卡器系統升級而帶來的高昂成本。當然，這種方法的缺陷是不能完全滿足某些項目對于工作距離的要求。盡管不能完全解決問題，但這種方法仍然可以大幅降低耦合效應的負面影響。

電磁干擾（EMD）

設計者面臨的另外一個問題是電磁干擾（EMD）。作為一種無源設備，非接觸式智能卡從讀卡器產生的RF 場獲取全部能量。IC 在進行內部操作期間，例如進行密碼計算、EEPROM 編程等操作時，會對向其供應能量的RF 場產生電磁干擾（EMD），這種干擾會使讀卡器的接收電路偵測到“虛假的”通訊信息，從而在卡和讀卡器系統之間引起通訊問題。卡離讀卡器越近，這種影響就越大。雖然通過對卡片天線系統的微調可以部分減輕干擾(例如調整線圈的調諧電感)，但是不能完全解決問題。通過對IC 時鐘技術的改進，包括內置硬件EMD 抑制機制，這個問題現在已經基本得到解決。

公交應用

公交行業是最早采用非接觸式技術的行業之一，但因其大多數讀卡設施都是六七年前安裝的，有些甚至是在ISO14443 標準制訂之前安裝的，因此設施都相當陳舊。該領域面臨的主要挑戰是不符合相關標準。公交行業的部分陳舊的讀卡器生成的調制參數不能完全符合ISO14443 標準，從而在卡和讀卡器之間產生業內所稱的通訊“漏洞”。ISO14443 標準分別為卡和讀卡器規定了相應的RF 參數。這些參數給出了指定RF 信號的工作范圍，保證卡和讀卡器在滿足這些參數要求時可以達到互通性。因此，如果讀卡器產生的調制RF 參數超出了ISO 標準規定的范圍，就很難實現讀卡器和卡之間的互通性。上面所討論的參數與ISO 標準不相符的問題，通常與ISO14443 標準所定義的“暫停形態”的生成相關，一般表現為讀卡器波形的上升時間、下降時間、過沖信號和殘余載波等指標不符合規定。優化卡片天線的設計并不能完全解決這些問題，因此更可靠的解決辦法是更換那些過時的讀卡器，代之以新的符合ISO 標準的設備，但這種選擇不一定能夠實現，因為更換所有正在使用的設施代價高昂，在某些情況下也不一定可行。

因此，可行的解決方案是改善非接觸式智能卡IC 的設計，使其具有超強的容錯能力，以適應這些與ISO 標準不相符的讀卡系統。

身份識別應用

近些年來，政府實施的身份識別工程已成為非接觸式技術發展的主要推動力，也促使業內更加關注ISO 標準的實施，強調卡與讀卡器系統的互通性。

前面討論過的有關支付應用的問題在身份識別應用中也同樣存在，政府的身份識別系統與其他系統的區別在于，政府已經與業內的主要機構一起開發出基于該應用的標準，例如ICAO LDS，RF 協議測試等，并且在整個產業鏈中得到嚴格的遵循和推廣。電子護照的鑲嵌設計的總體框架由ICAO “電子護照RF 協議與應用測試標準-第2 部分”（1 類天線）加以規范。

這些標準與美國有關電子護照的強制性規定一起，有效地保證了卡與讀卡器系統之間的互通性和一致性，迫使那些參與的國家加速實施其電子護照工程。幾年以來，參加美國“簽證互免計劃”（Visa Waiver Program）的大多數國家都一直在積極參與ICAO 電子護照互通性測試和跨國界的試驗性項目，這就為非接觸式讀卡器、inlay 以及芯片的制造商提供了一個平臺，使他們可以一起制訂共同的標準，并解決該特殊領域中面臨的互通性問題。

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通過長期觀察、測試和研究，我們發現傳統全向吸頂天線存在一些技術缺陷，如高頻信號向天線正下方聚集，信號分布不均勻、不穩定等。高頻信號聚集效應是導致3G 等高頻信號快速衰減和覆蓋半徑小的真正技術原因。經過對寬帶天線的技術研究、反復實驗和不斷改進，我們研發出了寬帶、高效、節能和環保的新型全向吸頂天線。

新型全向吸頂天線拓寬了工作頻帶，降低了高頻信號電磁輻射，單天線覆蓋面積擴大一倍以上，改善了信號覆蓋均勻度，克服了技術障礙，彌補了缺陷，提高覆蓋效率，大大簡化了3G 室內分布系統，改變了3G 室分建設基本原則，實現了全頻段、多網絡同步覆蓋，避免了重復建設，提高了室分資源的利用率，有效提升了整個室內分布系統整體效率和室內網絡質量，節約了大量的網絡建設投資和運營成本，降本增效、節能降耗、低碳環保，社會效益和經濟效益顯著。

本文介紹新型全向吸頂天線主要技術特性，探討其技術標準。

二、新型全向天線吸頂天線主要技術特性

新型全向吸頂天線檢測技術指標見表 1。在覆蓋半徑邊緣對應的85°輻射角，天線高頻段增益比低頻段增益高1dB～2dB，對比傳統全向吸頂天線，平均增益提高了4.22dB，有效擴大了高頻信號覆蓋范圍，加上3G 系統CDMA 技術優勢，使2G、3G 信號覆蓋范圍基本一致，改變了“小功率、多天線”的3G 室分設計原則。

高頻信號輻射最強對應天線下方30°輻射角，天線高頻段平均增益為-5.5dB，對比傳統全向吸頂天線，平均增益降低了10dB，有效降低了電磁輻射，提高了最小耦合損耗，因此，降低了輻射，提高了天線口饋入信號功率的允許值。

通過適當設計天線覆蓋半徑，調整天線口饋入功率，可以使高、低頻段不同邊緣場強要求的通信系統同步覆蓋，解決了2G、3G 網絡覆蓋不同步的技術難題，突破室內分布系統多系統共享的技術障礙。

另外，新型全向吸頂天線結構簡單，完全軸對稱，85°輻射角不圓度可控制在1dB 以內，信號分布更均勻，而且工作帶寬更寬。新型全向吸頂天線主要技術創新點有：

（1）突破思維定式，首先發現并證實了傳統天線存在的技術缺陷，找到了3G 信號快速衰減的真正技術原因。

（2）提出了輻射角增益和輻射角不圓度技術指標，并定義30°和85°輻射角作為衡量全向天線下方和覆蓋邊緣技術性能的典型角度，更加準確地反映了全向天線信號覆蓋均勻性和穩定性，完善了全向天線指標體系，豐富了天線

技術理論。

（3）在設計思路上，突破了傳統全向吸頂天線單純追求高增益的設計理念，將天線實際應用中信號分布均勻、穩定性和全頻段信號覆蓋邊緣場強的一致性作為全向天線設計的重點。

（4）在寬帶天線技術上，將半波振子和雙錐天線巧妙結合起來，低頻段為半波振子、高頻段為雙錐天線，避免了偶極天線高、低頻率垂直方向圖差異過大問題，并將高頻信號最大增益輻射角調整到70°左右，加強了目標覆蓋半徑邊緣的信號，解決了高頻信號聚集問題，擴大了覆蓋范圍，提高了覆蓋效率，同時，有效緩解了天線近處電磁輻射。

（5）提出了更高的互調指標要求，三階互調小于-140dBc，有效降低了多系統合路時系統間的互調干擾。

（6）設計精準，取消了阻抗匹配片（線）和振子防雷接地，結構簡單、對稱，無需阻抗調測，生產裝配容易，便于規模化生產，產品一致性、穩定性好，不圓度指標低。

（7）制定了明確的技術性能指標、制造材質和組件質量要求，質量可控，成本清晰。

（8）擴展了工作帶寬（800MHz-3000MHz），比傳統天線高端擴展了500MHz，利于WLAN 接入和網絡向LTE 演進，避免再次改造。

三、室內全向吸頂天線技術標準探討

GB/T 9410-2008《移動通信天線通用技術規范》和 GB/T 21195-2007《移動通信室內信號分布系統天線技術條件》對我國室內全向吸頂天線提出了技術要求，但現行標準存在以下不足：

（1）GB/T 9410-2008 中5.1 條表1 中提出了室內全向吸頂天線電性能要求，但只規定了增益，沒有明確最大增益的方向，不圓度指標高、低頻段采用不同的輻射角，不能真實反映室內分布系統對全向吸頂天線信號覆蓋性能。實

際上，提高覆蓋邊緣對應的高輻射角增益和圓度才是有益的，而低輻射角增益高卻是增強輻射，是無益的。

（2）GB/T 9410-2008 中4.1.3 條提到了天線材料要求，但實際上沒有相關技術規范對天線組件材質和性能提出明確要求，導致移動通信天線質量參差不齊和惡性價格競爭，不利于行業健康發展。

（3）GB/T 9410-2008 中4.1.4 條提出“天線設計應有利于防雷”，GB/T21195-2007 中5.1.5 條提出“防雷要求：直接接地”，與YD/T 1059-2004《移動通信系統基站天線技術條件》中5.1 條一致，室內天線和室外天線防雷要求完全等同，顯然，現行標準沒有考慮室內、室外的差異。事實上，室外天線一般安裝在建筑和桿塔的頂部，天線尺度大，遭雷直擊概率大，因此，天線振子直接接地要求是合理的。但對室內天線，天線振子體積小，且安裝于建筑物內部，一般建筑都有防雷措施，室內被雷擊的可能性極小，因此，振子接地要求意義不大。

為了更準確描述室內全向吸頂天線實際覆蓋性能，新型全向吸頂天線引入了輻射角增益和輻射角不圓度指標，并根據室內實際場景信號覆蓋分布情況，定義85°和30°輻射角作為天線高、低輻射角的典型角度，85°輻射角代表天線覆蓋半徑邊緣，30°輻射角代表天線下方最強輻射對應角度。天線85°輻射角增益越高意味著覆蓋半徑邊緣信號越強，單天線覆蓋范圍更廣，85°輻射角不圓度越低意味著覆蓋半徑邊緣信號越穩定；天線30°輻射角增益越低意味著

天線下方電磁輻射越小，室內信號分布越均勻。

為了更確切反映室內全向吸頂天線在室內分布系統中實際覆蓋性能，統一產品性能和質量要求，在GB/T 21195-2007 技術規范的基礎上，我們制定了新型全向吸頂天線主要技術指標，見表2。對比天線整體技術性能，新型全向吸頂天線技術指標中明確了不同覆蓋角增益和覆蓋邊緣不圓度，并把高、低頻段增益和不圓度控制指標統一到85°輻射角，更容易體現信號分布的均勻性和穩定性。對天線組件材質及性能，新型全向吸頂天線也作了明確規定，利于產品的規范生產和統一質量控制標準。

四 結束語

新型全向吸頂天線改變了高頻段技術性能，突破了2G、3G 網絡覆蓋不同步的技術障礙，解決了室內分布系統多系統合路共享的技術難題，改變了3G 室內分布系統設計的基本原則，給3G 室內分布系統建設帶來了根本性變革，是傳統全向吸頂天線的替代性產品。新型全向吸頂天線已在中國聯通推廣應用，中國聯通已制訂新型全向吸頂天線技術指標企業標準，并在積極推動盡快形成行業、國家和國際標準，促進全球電信業的健康發展。

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