云腦智庫?2021-11-26 00:00

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來源：內容由半導體行業觀察（ID：icbank）編譯自semiwiki

1912 年 4 月 14 日深夜，RMS 泰坦尼克號發送了一條求救信息：它剛剛撞上冰山，正在下沉。盡管廣播緊急無線信號今天是常見的，但在20世紀初，這是最尖端的技術。這得益于過去 20 年開發的寬帶無線電的發明：火花隙發射器（ spark-gap transmitter）。

火花隙無線電由 Heinrich Hertz 在 1880 年代開發，由 Guglielmo Marconi 改進，他于 1901 年成功地跨大西洋發送了第一個無線電傳輸。泰坦尼克號災難之后，使用火花隙發射機的無線電報迅速在大型輪船普及，1912 年的《無線電法》更是要求所有航海船只保持 24 小時的無線電值班。火花隙無線電是當時最先進的技術，可實現船舶之間的無線通信，并在第一次世界大戰期間使用。
火花隙無線電的架構與我們目前用在手機、WiFi 網絡和藍牙設備的無線收發器架構有很大不同。現代窄帶通信系統調制連續波形射頻 (RF) 信號以傳輸和接收信息。但在當時，火花隙發射器通過電火花產生電磁波，并且沒有調制窄帶射頻信號。火花是使用通過跨兩個導體之間的間隙的電弧放電的電容產生的。這些非常短的時間放電會在電線中產生振蕩電流，然后激發出一種電磁波，該電磁波輻射出去并且可以在很遠的距離內被電磁波拾取。根據眾所周知的時頻二元性原理，類似于電火花的時間上的短脈沖會產生頻率上的寬帶信號，這是二十多年來通信的基礎。
需要注意的有趣一點是火花隙收音機無法支持連續傳輸，例如聲音信號。一條消息必須由一系列火花組成，傳輸離散的信息片段，使其成為第一個數字收音機。這種特性非常適合傳輸摩爾斯電碼。然而，當時人們認為火花隙收音機不可能在不丟失信息的情況下傳輸連續的信號，如語音或音樂。香農和奈奎斯特早在幾十年前就展示了如何使用數字調制技術來做到這一點。
數字調制知識的這種差距，加上難以產生高功率火花隙傳輸是火花隙無線電的致命缺點。第一次世界大戰后，使用真空管開發了基于載波的發射器，產生可以攜帶音頻的連續波。如今，幾乎所有無線收發器都使用相同的架構，這一切都基于美國工程師 Edwin Armstrong 在 1918 年的工作。稱為超外差無線電，這種架構使用混頻將接收到的窄帶信號轉換為相對較低的中頻 (IF)，即然后在基帶電路中處理。從 1920 年左右開始，這項創新催生了 AM 收音機，十年后又出現了 FM 收音機。到 1920 年代后期，唯一仍在使用的火花發射器是海軍艦艇上的傳統裝置。寬帶無線電實際上已經死了。
100 年后寬帶的重生

為什么 Apple 會在 2019 年發布帶有超寬帶 (UWB) 收發器的 iPhone 11，該收發器是在其新的 U1 無線處理器芯片上實現的。答案需要一些偵探工作來尋找可以追溯到上世紀中葉的線索。
第一條線索是 1930 年代和第二次世界大戰期間在世界各地的絕密實驗室開發的另一種基于脈沖的寬帶無線電技術：雷達。RADAR 的故事已經講過很多次了；它在不列顛海戰和太平洋海戰中都提供了關鍵優勢。
為了更好地簡述本次的技術，我們來重溫一下雷達的原理。RADAR 能夠確定物體的范圍、角度和速度。戰后，基于脈沖的收發器再次開始獲得發展動力。從 1960 年代到 1990 年代，這項技術被限制在機密程序下的軍事應用，既是定位又是通信技術。到 1980 年代中期，美國天主教大學的 Harmuth 和 Sperry Rand Corp 的 Ross 和 Robbins 等 UWB 先驅的大量研究論文、書籍和專利變得可用。由于寬帶提供位置數據的獨特能力，這一重要的信息來源重新引起了人們對 UWB 系統的興趣。
蘋果對 UWB 的第一個用途是提供定位數據。定位支持增強現實 (AR)、虛擬現實 (VR)、游戲、設備恢復、文件共享和廣告信標等領域的許多應用。
被Wi-Fi擊敗

在上文中，我們講述了寬帶無線電的誕生。事實上，寬帶無線電的故事還沒有結束……

隨著 1990 年代無線通信需求的增長，超寬帶 (UWB) 的優勢變得更加明顯。但是 UWB 系統的商業部署需要在頻率分配、諧波和功率限制等方面達成全球協議。隨著對 UWB 商業化興趣的增加，UWB 系統的開發商開始向 FCC 施壓，要求批準其用于商業用途。2002 年，聯邦通信委員會 (FCC) 終于允許未經許可使用的 UWB 系統。幾年后，歐洲電信標準協會 (ETSI) 制定了自己的法規，遺憾的是與 FCC 法規略有不同。其他地區緊隨其后，通常與 FCC 或 ETSI 保持一致。
UWB 系統使用短時（即皮秒到納秒）電磁脈沖來傳輸和接收信息。它們還具有非常低的占空比，其定義為脈沖出現的時間與總傳輸時間的比率。根據 2000 年代制定的發射法規，UWB 信號被定義為頻譜大于 500 MHz 的信號。大多數國家現在都同意 UWB 的最大輸出功率，定義為 -41.3 dBm/MHz。
隨著法規的到位，公司聯盟開始形成，以標準化物理層和媒體訪問控制 (MAC) 層。2002 年，WiMedia 聯盟成立，這是一個非營利性行業貿易組織，旨在促進 UWB 技術的采用、監管、標準化和多供應商互操作性。2004 年，無線 USB 推廣組和 UWB 論壇緊隨其后。
為了理解這些聯盟所做的選擇，我們應該將它們置于語境中。
在2002 年，WiFi 還是一項相對較新的技術。802.11b 路由器于 1999 年推出，使用 2.4 GHz 頻段時的理論最大速度為 11 Mbit/s。802.11a 標準也是在 1999 年定義的，并承諾在 5 GHz 頻帶中的理論最大速度為 54 Mbit/s，但由于其較高的芯片組成本，在消費領域沒有受到關注。2003 年，802.11g 標準推出，在 2.4 GHz 頻段提供了 54 Mbit/s 的理論最大速度。盡管事實證明 802.11g 標準取得了巨大的成功，但數據速率仍然受到擁擠的 2.4 GHz 頻段的限制，該頻段是當時無線 LAN 的骨干，運行在這個頻段的還有微波爐和無繩電話！
正是考慮到這些限制，市場提出了新一代 UWB 無線電。隨著法規的出臺，人們很難抗拒支持 UWB 的高數據速率的承諾。事實上，FCC 在 3.1 和 10.6 GHz 之間分配的 7.5 GHz 帶寬對于無線通信工程師來說是極其寶貴的資源。這就是基于 UWB 多頻帶正交頻分復用 (OFDM) 以 480 Mbit/s 的數據速率提出短距離（即幾米）文件傳輸規范的方式。經過幾年的發展，第一個零售產品于 2007 年年中開始出貨。這在很大程度上是一種過度設計的無線電，以相對經典的方式多路復用多個寬帶寬載波，本身并不是類似于火花隙無線電的基于脈沖的無線電。
盡管當時 OFDM UWB 制造了很多噪音并且產品很有前途，但它在 2000 年代后期推向市場卻遭遇了一場挑戰——2008 年的大衰退，這導致消費電子產品的零售額大幅下降。此外，雖然不同的 UWB 聯盟都在開發新產品，但 WiFi 聯盟并沒有停滯不前。2006年，經過多年的發展和談判，他們發布了802.11n標準的初稿。它支持多路輸入和多路輸出 (MIMO) 概念以復用信道，其開發目的是提供高達 600 Mb/s 的數據速率。盡管該標準的最終版本在 2009 年 10 月之前并未發布，但支持該標準草案的路由器于 2007 年開始搶先發貨。
給OFDM UWB 棺材打上的最后一顆釘子來自技術本身。當時提出的OFDM UWB收發器RF架構的復雜性和嚴格的時序要求，導致產品成本相對較高，功耗低。
上述事件和技術過度設計的芯片組的結合標志著高速 UWB 無線電的消亡。當時 UWB 芯片組的領導者 WiQuest 在 2008 年初擁有 85% 的市場份額，于 2008 年 10 月 31 日停止運營。UWB 論壇因與 WiMedia 聯盟的方法不一致而未能就標準達成一致后解散。WiMedia 聯盟在將其所有規范和技術轉讓給無線 USB 推廣組和藍牙特別興趣組后于 2009 年停止運營。然而，藍牙特別興趣小組在同年放棄了作為藍牙 3.0 一部分的 UWB 的開發。
不幸的是，在第一個基于火花隙無線電的 UWB 系統退役幾乎整整一個世紀之后，這種基于 OFDM 無線電架構的 UWB 無線電的新迭代正在失寵。
然而，盡管困難重重，世界將不必再等一個世紀，就能看到新的和改進的 UWB 無線電實現。事實上，火花隙無線電將成為這次 UWB 復興帶來更多的靈感。
UWB的復興

在上文中，我們討論了過度設計的正交頻分復用 (OFDM) 收發器的超寬帶 (UWB) 的失敗。這標志著所提議的應用——短距離非常高的數據速率（即幾百 Mbps）無線鏈路的終結——而不是技術。事實上，UWB 的歷史有點復雜：當高速無線 UWB 提案開始衰落時，其他 UWB 應用正在蓬勃發展。
從二戰開始，微波系統的快速發展為UWB系統的發展鋪平了道路。在 1960 年代，勞倫斯利弗莫爾國家實驗室 (LLNL) 和洛斯阿拉莫斯國家實驗室 (LANL) 正在研究脈沖發射器、接收器和天線。這些研究項目并非純粹的學術研究；開發脈沖系統確實有很大的動力：UWB 可以提供超高分辨率，然后可以用于對象定位、表征和識別。到 1970 年代，UWB 雷達主要用于軍事應用。隨著研究的不斷進展，發現了其他應用，并且在 1990 年代末，多個 UWB 雷達被用于廣泛的應用：林業應用、城市地區的穿墻檢測、
為了真正理解超寬帶的吸引力，我們首先要掌握時頻二元性和傅立葉變換。簡單來說，這種對偶性表明，如果您有一個無限長的周期時間信號，它將具有無限小的帶寬。另一方面，如果您有一個無限短的脈沖信號，它將具有無限大的帶寬。換句話說，這意味著您可以用時間換取帶寬。你為什么要那樣做？這有多種原因，但一個非常重要的原因是實現超高分辨率定位。
確定射頻設備之間的距離有兩種基本方法：您可以使用接收信號強度 (RSS) 或信號的飛行時間 (ToF)。RSS 是一種實現起來非常簡單的技術，可以被任何無線收發器使用，這也解釋了為什么它被如此廣泛地使用。然而，它的準確性受到嚴重限制：兩個靜止物體之間的感知距離將根據其直接路徑上的障礙物而變化。例如，如果您有兩個設備相距 10 米，但被磚墻隔開，提供 12 dB 的衰減，您會認為這兩個設備相距 40 米。ToF 解決了這個問題。通過測量從一個設備到另一個設備所需的時間，您可以精確地提取兩個對象之間的距離。在
ToF 顯然是在空間中準確定位物體的方法。然而，一個缺點是你需要處理光速，這是相當快的。事實上，光傳播 10 厘米只需要 333 皮秒。如果要以厘米精度測量物體之間的距離，則系統需要亞納秒精度。實現這種精度的最簡單方法是發送時間非常短的信號，由于時頻二元性，這需要 UWB 信號。
使用 ToF 精確測量距離的可能性在很大程度上解釋了 UWB 在最近幾年的復興。準確定位市場在多個領域都在快速增長，未來幾年應該會繼續保持兩位數的增長。多家公司現在都加入了 UWB 的行列，最新的是 Apple，它為 iPhone 11 配備了 UWB 芯片 U1，這似乎是它自己的設計。憑借實施實時定位系統 (RTLS) 的能力，UWB 能夠在包括工業 4.0、物聯網和車輛在內各種市場中實現大量新應用。
正如我們在本文中看到的，時間可以換取帶寬，這可以有利地用于定位。但它也可以提供其他優勢。接下來，我們將探討 UWB 在許多無線應用中的另一個關鍵優勢：極低的延遲。
低延遲為王

作為工程師，我們將延遲理解為觸發操作與其響應之間的時間間隔。從無線鏈路的角度來看，這是發送數據幀和接收數據之間的時間延遲。但是消費者對延遲有一種本能的反應。玩格斗和體育游戲的游戲玩家會體驗到延遲，因為在按下按鈕和在屏幕上看到預期動作之間存在延遲。這種延遲可能是游戲中生死攸關的問題！顯示器和外圍設備正在以減少的延遲（例如，240 Hz 刷新率游戲監視器）進行積極營銷，因此，令人驚訝的是，有線外圍設備在游戲圈中仍然無處不在。
電線，就像人們記憶中那樣古老的裝置，在延遲方面的優勢仍然無可爭議。
隨著對延遲更敏感的應用程序成為主流，如今對延遲的追求越來越強烈。例如，佩戴增強現實 (AR) 或虛擬現實 (VR) 耳機的設計師和游戲玩家會體驗到延遲，因為他們的動作和視覺反應之間存在令人不安的滯后。AR 和 VR 使用戶在最輕微的延遲開始時就容易暈車。此外，當角色在屏幕上的嘴唇與他們的聲音不同步時，家庭影院所有者就會詛咒這些延遲，雖然可以小心地延遲錄制的視頻以校準延遲，但需要現場干預的饋送無法從這種策略中受益。這種涉及實時交互的無線延遲問題很容易表現出來，就像在智能手機上打字并看到按鍵與通過無線耳機傳來的按鍵音頻反饋不同步一樣。一些手機制造商會通過讓鍵盤音頻反饋不通過無線耳機來隱藏這一限制。然而具有諷刺意味的是，在帶有準系統有線耳機的過時電話上使用現已失效的音頻插孔不會造成延遲問題！這個問題更深入，工業工程師將延遲視為關鍵傳感器和控制系統中不可接受的延遲。
總而言之，當前的無線技術無法提供可接受的游戲、AR/VR、實時視頻或工業物聯網體驗，因此這些應用在 2020 年仍然是有線應用的市場。
大腦通常可以辨別出幾十毫秒或更長時間的延遲，一些樂器演奏者能夠“感覺到”3 毫秒的延遲。無線延遲有多種原因。它首先是光速的結果，與電線類似。然而，在人類尺度上，光速并不是限制因素，因為 100 米的無線通信只會產生 333 ns 的延遲。第二個原因是收發器中的處理時間。但這通常不是限制因素，因為處理器通常可以在幾微秒內完成對幀的操作。第三個原因也是最重要的一個原因是收發器可以傳輸其數據的速度。在無線收發器中，每個數據幀都必須完全接收后才能進行處理。這意味著傳輸和接收數據的速度是導致延遲的重要因素。例如，以 1 Mbps 的數據速率傳輸 1000 位幀將導致 1 ms 的延遲。這被稱為通話時間。除了通話時間外，還有媒體訪問控制層所需的時間，即MAC-Time，它與協議使用的通信棧有關，可能包括載波偵聽、幀確認、幀重傳、流控制等。MAC 時間因應用而異，與通話時間相比，MAC 時間可以從可以忽略不計變成主導因素。最終，MAC 時間通常與通話時間相關，因此可以壓縮通話時間的無線電能夠提供更短的延遲。
結合所有這些因素，很難公平地比較不同無線電的延遲。每種技術都有其目標應用，這意味著 MAC 層已相應開發。需要 99.999% 可靠性的無線鏈路不會有與盡力而為廣播系統相同的延遲。然而，延遲總是有限的，并且源自無線電的通話時間，這是一個很好的比較點。ZigBee 規范背后的 IEEE 802.15.4 標準提供 250 kbps 的數據傳輸速率，而 BLE 4.2 支持 1 Mbps 和 BLE 5 2 Mbps。這些數據速率為 BLE 提供了幾毫秒的通話時間，為 IEEE 802.15.4 提供了數十毫秒的通話時間。這些通話時間被 MAC 層進一步“放大”，并導致更長的整體延遲，可能超過 100 毫秒，
減少延遲的一個好方法是提高數據速率，Wi-Fi 很好地應用了這種方法。隨著 802.11 標準現在支持在單個鏈路上傳輸數百 Mbps 的數據，我們現在可以看到單個幀的亞毫秒級延遲。然而，這種延遲是以功耗為代價的。Wi-Fi 標準支持超過 2000 字節的大數據包，并使用需要耗電電路的復雜調制。
延遲實際上是 5G 網絡發展背后的主要驅動因素之一。承諾幾毫秒的延遲，5G 將提供比 LTE 快10 倍的 改進。然而，5G 無線電具有與 Wi-Fi 類似的缺點，即功耗非常高，阻礙了它們在大多數物聯網設備中的使用。因此，我們可以在幾毫秒內將數據路由數百公里，但使用較低功率的無線電完成最后一百米需要更多時間。
UWB 彌合了長距離、高數據速率收發器（Wi-Fi 和 5G）與短距離低數據速率解決方案（如 BLE 和 Zigbee）之間的差距。UWB 使用快速的 2 ns 脈沖來達到數十 Mbps 的數據速率。這提供了比 BLE 短一個數量級的通話時間，達到亞毫秒級延遲。當與 5G 結合時，UWB 是提供最后 100 米低延遲連接的有力候選者。
UWB 的亞毫秒延遲和相對較大的數據速率可以實現多種新的交互體驗和應用，而這些體驗和應用以前是其他短距離無線電無法實現的。然而，UWB 的一個非常重要的方面，即物聯網革命所需的一個方面，尚未討論：低功耗操作。
低功耗是黃金

在一個一切都無線化并且所有設備都需要遠程控制的世界中，功耗的重要性正在顯著增加。
在由四部分（傳感器、微控制器、PMU 和收發器）組成的簡單傳感器節點中，無線收發器在很大程度上是總功耗的主要貢獻者。事實上，用于無線功能的功率百分比可以超過總功耗的 90%。無線耳機、游戲控制器和電腦鍵盤和鼠標的功耗由無線收發器帶來的。
在過去的 15 年中，降低功耗一直在推動無線芯片的發展。經過多年的發展，BLE于2006年被批準用于解決藍牙的功耗問題。最近，藍牙 5.2 增加了一些功能，以減少不同應用程序的消耗，包括音頻。然而，這些修改大多是漸進的。從根本上說，功耗的降低受到架構的物理限制；基于載波的收發器總是需要大量功率來啟動、穩定和維持其 RF 振蕩器。經過二十年的優化，藍牙已經到了收益遞減的地步。所有窄帶技術都是如此：獲得一個數量級需要無線傳輸的新范式。原因如下：

在上圖中，您可以看到所有窄帶無線電架構（如藍牙）中固有的兩個顯著功率損失：
晶體振蕩器開銷（左下）削弱了低數據速率性能：藍牙使用 ~20 MHz 晶體振蕩器，需要幾毫瓦來啟動和穩定。UWB 無線電可以使用不需要高頻晶體振蕩器的脈沖運行，并且可以設計為以低定時功耗開銷運行。
載波開銷（中上）會影響高數據速率性能：如第 4 部分所述，在窄帶寬信道（例如藍牙無線電中使用的信道）上傳輸大量數據需要大量時間和功率。可以傳輸大量數據當分布在寬帶寬上時速度要快得多，使發射器保持開啟的持續時間要短得多，并顯著降低功耗。這意味著對于相同的消耗功率，UWB 可以傳輸更多的數據。（最右上角）
如果你從頭開始設計一個短距離 (50-100m) 無線協議，以最大限度地減少功耗和延遲并最大限度地提高數據速率，您可能會經歷以下思考過程：
首先，盡量減少發射器和接收器的開機時間。為此，每個信號都應盡可能短。從時頻二元性我們知道，時間短的信號帶寬很寬，因此該解決方案將使用寬帶通信，因此選擇了免授權UWB頻譜。
其次，確保發射器和接收器能夠盡快啟動和關閉。這使得難以使用使用傳統高精度 RF 振蕩器的收發器。最小化功耗的最佳架構是使用 UWB 脈沖無線電，而無需 RF 載波本身。從上圖中的數據可以看出，該方法為短距離通信提供了盡可能低的功率分布。
由于 UWB 不使用高頻載波振蕩器，因此 UWB 收發器可以非常快速地開啟，并且在給定功率水平下傳輸的數據速率遠高于窄帶無線電。
秘密終于揭曉

在文章的開頭我們提了一個問題，那就是為什么蘋果 2019 年在 iPhone 11 中植入了 UWB 收發器？在 2020 年初， UWB 芯片供應商 Decawave 被Qorvo以大約5億美元的價格被收購？為什么通用汽車、福特汽車、豐田汽車、尼桑汽車、本田汽車、現代汽車、大眾汽車、寶馬汽車和梅賽德斯汽車等汽車制造商都在投資 UWB？
答案現在很清楚：UWB 提供了準確定位、超低功耗、超低延遲和高帶寬的獨特組合，這是任何其他短距離無線技術無法比擬的。2021 年的超寬帶部署側重于精確定位和基于位置的服務：安全無鑰匙進入、免提支付和室內導航。即將推出具有高達藍牙 10 倍帶寬的低功耗和無電池數據物聯網網絡。
正如大家所熟知，藍牙在低帶寬、低保真通信（例如無線耳機和耳塞）方面取得了巨大成功。那么，為什么蘋果要在 iPhone 11 中設計另一個收發器呢？那就是為超出藍牙設計限制的新興應用提供服務，尤其是準確定位。
在前文中，我們探討了像藍牙這樣的窄帶協議如何具有基本限制，這使其不如 UWB 那樣適合極低功耗、低延遲和無電池應用：
數據速率限制：藍牙規范將空中帶寬限制為僅 3 Mbps，并且在大多數系統中限制為小于 1 Mbps。UWB 可以以數十 Mbps 的速度運行。
低數據速率功率：即使在最低數據速率下，振蕩器開銷和長數據包持續時間也可將藍牙的最小功率保持在幾毫瓦。為低功耗操作和數據流量身定制的 UWB可以以低于 10 μW 的速度傳輸 1 kbps，從而使由能量收集供電的無電池傳感器成為可能。
延遲：藍牙延遲通常超過 100 毫秒，耳機用戶將其視為回聲、長時間的音頻延遲和通話時互相交談。這種延遲使得藍牙對于游戲控制器和 AR/VR 等交互式應用沒有吸引力，對于工業傳感器和控制系統來說也是不可接受的。UWB 為近實時機器控制和交互式娛樂系統提供亞毫秒級延遲。
定位：定位服務和精準定位是UWB眾所周知的強項，可以在10厘米精度內測量相對位置。這是藍牙無法實現的，它很難獲得幾米以下的精度。
抗干擾性：3-10 GHz 頻段變得擁擠。除了LTE、5G和WiFi，包括最近發布的WiFi 6E，都占據了這個頻譜的不同部分。實現穩健的 UWB 通信是可能的，但必須謹慎完成，以便在不妨礙所有其他基于載波的信號并有效拒絕它們的情況下運行。
事實上，對于短距離、低功耗的應用，UWB 優于 WLAN 和 Zigbee 以及經典的藍牙和 BLE：

此圖表比較了 Zigbee、BLE 和 UWB 的 200kbps 完整鏈路的能效：

當您將激勵和穩定載波頻率以及傳輸窄帶數據所需的所有功耗加起來時，總和比 UWB 高 1-2 個數量級（專為低功率運行而設計）。
今天的 UWB 與 100 年前的火花隙前輩不同。盡管自近一個世紀前火花隙消失以來窄帶無線電一直主導著通信，但超寬帶正處于大規模復興的開始。畢竟，它是大約 20 年來第一個包含在智能手機中的新的未經許可的頻譜無線技術，其他手機制造商也紛紛效仿蘋果公司的做法。UWB 的“超能力”直接解決了窄帶無法提供的新應用的功率、帶寬和延遲需求。UWB 非常適合主導許多新興的低功耗、低延遲、更高數據速率的應用，并為無電池應用鋪平道路。

－?The?End?－

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在航空器、導彈等高速飛行器上，全球定位系統GPS是不可或缺的組件，它廣泛應用于導航、測繪、監測、授時、通信等多種領域。而在GPS系統的研究開發過程中,天線成為必須解決的關鍵問題之一。這些飛行器要求天線既不影響其空氣動力性能，又不破壞其機械結構和強度。所以，具有低剖面、易集成等突出性能優點的共形天線陣在飛行器上得到廣泛應用。

目前，對于錐面共形天線陣的研究報道非常多。提出了一種錐面共形天線陣的分析方法，研究了一種毫米波段錐面共形天線陣。對于上述錐面共形天線陣，工作頻率較高，尺寸上基本不受限制，相鄰單元的弧面間距大于或者接近天線工作頻率的半波長。但是在天線尺寸受限的情況下，相鄰單元的弧面間距如果小于半波長，單元間的耦合加劇，天線陣的電壓駐波比就會急劇惡化，輻射特性也會有劇烈的起伏，極不穩定。所以在GPS頻段，天線尺寸受到共形體錐面表面積的限制，天線的小型化成為設計中的核心問題。眾所周之，GPS天線是右旋圓極化天線，但是考慮到小型化的要求，為了滿足輻射特性，采用線極化天線可以減小3dB的損耗。所以本文設計出了一種采用線極化方式的小型化GPS錐面共形天線陣，在減小天線尺寸的同時提高了天線的性能。

2 ?設計要求

天線要求共形安裝在如圖1所示的錐臺上，錐臺上底面圓周長約為0.26λ0（λ0為天線中心頻率的波長），下底面圓周長約為0.67λ0，錐臺母線長H約為0.24λ0，工作頻率為f0=1.575GHz，天線輻射的H面方向圖要求全向。

經分析，由于天線安裝面面積極小，天線陣只能采用2單元微帶共形結構，陣元弧面間距僅為0.25λ0，遠小于天線工作頻率的半波長，陣元間耦合強烈，并且天線要求水平全向輻射，這使得天線設計實現小型化，保證中心頻率并穩定天線輻射性能成為首要設計要求。

圖1 ?天線安裝錐臺示意圖

3 ?理論分析與設計

本文先利用一般微帶天線的設計方法設計天線單元，并對饋電方式進行改進，利用Ansoft HFSS軟件對天線單元進行仿真優化設計，大大降低了天線陣的設計復雜度。

3.1 ?天線單元的分析與設計

在天線的設計中考慮到安裝平臺的尺寸限制，本文采用er=10.2的高介電常數柔性介質基片，介質厚度為h=0.6mm，矩形微帶天線的尺寸公式為[5]：

（1）

（2）

式中f0為天線工作的中心頻率，c為光速(3×108m/s) 。而al為微帶傳輸線的等效伸長量，可由下式求得:

（3）

er為介質基片的有效介電常數，由邊緣效應決定，可由下式求得:

（4）

圖2 ?天線單元結構示意圖 考慮到天線需要共形在錐面上，饋線如果太細，那么在實際加工及調試過程中就會比較容易被折斷，所以考慮到這些問題，根據微帶線特性阻抗設計公式計算，在er=10.2，基片厚度為0.6mm的情況下，輸入阻抗為50Ω的饋線寬度為0.6mm;輸入阻抗為20Ω的饋線寬度為2.5mm。顯然在20Ω時的饋線就比較不容易被折斷，所以本文設計單元的輸入阻抗為20Ω。

通過在天線單元邊緣開槽使微帶饋線深入單元內部的方法，能夠很好的調節單元的阻抗特性，實現天線單元的匹配，并能有效降低單元的尺寸。 天線單元的結構示意圖如圖2所示，其中Wf為單元饋線的寬度，Ws為槽寬度，Ls為槽深。

3.2 ?饋電網絡的設計

微帶天線陣的饋電方式主要包括串饋、并饋、反射陣面饋電等，并聯饋電方式中的T型結功分器具有結構簡單、占據空間小、容易實現寬頻帶等突出優點[6]，因此，設計中采用由T型結功分器構成的并聯饋電網絡，使用等幅同相饋電方式。天線單元的輸入阻抗為20Ω，陣列總端口的輸入阻抗為50Ω，所以首先要利用λ/4阻抗變換線，使20Ω與100Ω阻抗相匹配，通過計算得出λ/4阻抗變換傳輸線的特性阻抗約等于45Ω，寬度為0.7mm。

通過饋電網絡的有效彎折和總體合理布局可大大減小天線陣的大小，圖3給出了天線陣饋電網絡示意圖。

圖3 ?天線陣饋電網絡示意圖

4 ?天線陣實測結果

本文根據天線的設計和仿真，研制出小型化GPS錐面共形天線陣的試驗樣機，并用金屬椎體模擬了真實彈頭，對研制的天線進行了電特性測量[7]。圖4所示的是天線陣樣機平面圖。

圖4 ?天線陣樣機平面圖

在微波暗室、遠區條件下，用自制的天線遠場自動測量系統在f0=1.575GHz時對該天線的E面和H面方向圖進行了實測，如圖5所示。

a 天線陣的E面方向圖

b 天線陣的H面方向圖

圖5 ?天線的實測方向圖

從圖5a和5b中可以看出，天線陣的E面方向圖近似為偏向于共形體底部的一個“8”字形，H面方向圖近似全向，滿足工程設計要求。

圖6 ?天線陣實測駐波曲線

圖6所示的是使用HP8753D矢量網絡分析儀對天線進行駐波系數(VSWR)測量的結果。由圖6可以看出天線陣的駐波系數小于2的帶寬為9MHz，在工作頻率f0=1.575GHz時，天線陣駐波系數為1.1。

5 ?結束語

本文研究了小型化GPS錐面共形天線陣，文中通過調整單元的輸入阻抗解決了天線饋線由于過細易折斷的問題，并進一步縮小了單元尺寸且在陣元耦合強烈的情況下保證了中心頻率，而且穩定了天線的輻射性能，實現了水平全向輻射的工程要求。我們研制出了共形在彈頭錐體上的小型化GPS共形天線陣實驗樣機，并進行了實測，其測量結果研究成果可應用于工程實際，且具有很高的實用價值和推廣價值。

皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

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回波損耗：當天線和饋線不匹配時，也就是天線阻抗不等于饋線特性阻抗時，負載就只能吸收饋線上傳輸的部分高頻能量，而不能全部吸收，未被吸收的部分能量將反射回去形成反射波。

TRP/TIS：指天線的輻射功率和天線的全向接收靈敏度。

駐波比：指模塊輸入的駐波系數和天線反射的駐波系數之間的比值。駐波比值要≤1.5最好。

SAR：每千克的物質在單位時間內人體頭部接受的電磁能量。

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無線電發射機輸出的射頻信號功率，通過饋線（電纜）輸送到天線，由天線以電磁波形式輻射出去。電磁波到達接收地點后，由天線接下來（僅僅接收很小很小一部分功率），并通過饋線送到無線電接收機。可見，天線是發射和接收電磁波的一個重要的無線電設備，沒有天線也就沒有無線電通信。

手機不間斷地與基站聯系，依靠天線接收和發射天磁波，天線釋放出的電磁輻射功率約440微瓦/平方厘米，天線的設計在結構上需要考慮天線的效率和SAR，對于各頻段天線效率基本要求在30%以上。較高客戶要求在45％以上。

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天線是移動通信系統中重要的組件。它負責發射及接收電磁波。

設計天線的理論基礎是Maxwell方程組。它把電與磁導入到同一個電磁場理論中去。

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分形幾何天線的形成主要是通過迭代的方式產生的，這就使得分形天線具有自相似性。如正三角形四等分成四個小三角形，挖去中間的一個，把剩下的三個小三角形四等分挖去中間的一個，如此無限的進行下去，面積將趨于零、邊長增加、由無窮多線段組成的Sierpinski Gasket，如圖2所示，其分維數為ln3/ln2。

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自1970 年第一張IC 卡問世起, IC 卡成為當時微電子技術市場增長最快的產品之一,到1996 年全世界發售IC 卡就有7 億多張. 但是,這種以接觸式使用的IC 卡有其自身不可避免的缺點,即接觸點對腐蝕和污染缺乏抵抗能力,大大降低了IC 卡的使用壽命和使用范圍. 近年來人們開始開發應用非接觸式IC 卡來逐步替代接觸式IC 卡,其中射頻識別(RFID , radio frequency identification) 卡就是一種典型的非接觸式IC卡,它是利用無線通信技術來實現系統與IC 卡之間數據交換的,顯示出比一般接觸式IC 卡使用更便利的優點,已被廣泛應用于制作電子標簽或身份識別卡. 然而,RFID 在不同的應用環境中需要采用不同天線通訊技術來實現數據交換的. 這里我們將首先通過介紹RFID 應用系統的基本工作原理來具體說明射頻天線的設計是RFID 不同應用系統的關鍵,然后分別介紹幾種典型的RFID 天線及其設計原理,最后介紹利用Ansoft HFSS 工具來設計了一種全向的RFID天線.

1 RFID 技術原理

通常情況下, RFID 的應用系統主要由讀寫器和RFID 卡兩部分組成的,如圖1 所示. 其中,讀寫器一般作為計算機終端,用來實現對RFID 卡的數據讀寫和存儲,它是由控制單元、高頻通訊模塊和天線組成.而RFID 卡則是一種無源的應答器,主要是由一塊集成電路( IC) 芯片及其外接天線組成,其中RFID 芯片通常集成有射頻前端、邏輯控制、存儲器等電路,有的甚至將天線一起集成在同一芯片上.

RFID 應用系統的基本工作原理是RFID 卡進入讀寫器的射頻場后,由其天線獲得的感應電流經升壓電路作為芯片的電源,同時將帶信息的感應電流通過射頻前端電路檢得數字信號送入邏輯控制電路進行信息處理;所需回復的信息則從存儲器中獲取經由邏輯控制電路送回射頻前端電路,最后通過天線發回給讀寫器. 可見,RFID 卡與讀寫器實現數據通訊過程中起關鍵的作用是天線. 一方面,無源的RFID 卡芯片要啟動電路工作需要通過天線在讀寫器天線產生的電磁場中獲得足夠的能量;另一方面,天線決定了RFID 卡與讀寫器之間的通訊信道和通訊方式.

目前RFID 已經得到了廣泛應用,且有國際標準:ISO10536 ,ISO14443 , ISO15693 , ISO18000 等幾種. 這些標準除規定了通訊數據幀協議外,還著重對工作距離、頻率、耦合方式等與天線物理特性相關的技術規格進行了規范. RFID 應用系統的標準制定決定了RFID天線的選擇,下面將分別介紹已廣泛應用的各種類型的RFID 天線及其性能.

2 RFID 天線類型

RFID 主要有線圈型、微帶貼片型、偶極子型3 種基本形式的天線. 其中,小于1 m 的近距離應用系統的RFID 天線一般采用工藝簡單、成本低的線圈型天線,它們主要工作在中低頻段. 而1 m 以上遠距離的應用系統需要采用微帶貼片型或偶極子型的RFID 天線,它們工作在高頻及微波頻段. 這幾種類型天線的工作原理是不相同的.

2.1 線圈天線

當RFID 的線圈天線進入讀寫器產生的交變磁場中,RFID 天線與讀寫器天線之間的相互作用就類似于變壓器,兩者的線圈相當于變壓器的初級線圈和次級線圈. 由RFID 的線圈天線形成的諧振回路如圖2所示,它包括RFID 天線的線圈電感L 、寄生電容Cp和并聯電容C2′,其諧振頻率為:

, (式中C 為Cp 和C2′的并聯等效電容) .

RFID 應用系統就是通過這一頻率載波實現雙向數據通訊的。常用的ID1 型非接觸式IC 卡的外觀為一小型的塑料卡(85.72mm ×54.03 mm ×0.76 mm) ,天線線圈諧振工作頻率通常為13.56 MHz. 目前已研發出面積最小為0.4mm ×0.4 mm 線圈天線的短距離RFID 應用系統.

某些應用要求RFID 天線線圈外形很小,且需一定的工作距離,如用于動物識別的RFID. 線圈外形即面積小的話,RFID 與讀寫器間的天線線圈互感量M就明顯不能滿足實際使用. 通常在RFID 的天線線圈內部插入具有高導磁率μ的鐵氧體材料,以增大互感量,從而補償線圈橫截面減小的問題.

2.2 微帶貼片天線

微帶貼片天線是由貼在帶有金屬地板的介質基片上的輻射貼片導體所構成的,如圖3 所示. 根據天線輻射特性的需要,可以設計貼片導體為各種形狀. 通常貼片天線的輻射導體與金屬地板距離為幾十分之一波長,假設輻射電場沿導體的橫向與縱向兩個方向沒有變化,僅沿約為半波長(λg/ 2) 的導體長度方向變化. 則微帶貼片天線的輻射基本上是由貼片導體開路邊沿的邊緣場引起的,輻射方向基本確定,因此,一般適用于通訊方向變化不大的RFID 應用系統中. 為了提高天線的性能并考慮其通訊方向性問題,人們還提出了各種不同的微帶縫隙天線,如文獻[5,6]設計了一種工作在24 GHz 的單縫隙天線和5.9 GHz 的雙縫隙天線,其輻射波為線極化波;文獻[7,8]開發了一種圓極化縫隙耦合貼片天線,它是可以采用左旋圓極化和右旋圓極化來對二進制數據中的‘1’和‘0’進行編碼.

圖3 　微帶天線

2. 3 偶極子天線

在遠距離耦合的RFID 應用系統中,最常用的是偶極子天線(又稱對稱振子天線) . 偶極子天線及其演化形式如圖4 所示,其中偶極子天線由兩段同樣粗細和等長的直導線排成一條直線構成,信號從中間的兩個端點饋入,在偶極子的兩臂上將產生一定的電流分布,這種電流分布就在天線周圍空間激發起電磁場.利用麥克斯韋方程就可以求出其輻射場方程:

式中Iz 為沿振子臂分布的電流,α為相位常數, r 是振子中點到觀察點的距離,θ為振子軸到r 的夾角,l 為單個振子臂的長度. 同樣,也可以得到天線的輸入阻抗、輸入回波損耗S11 、阻抗帶寬和天線增益等等特性參數 .

當單個振子臂的長度l =λ/ 4 時(半波振子) ,輸入阻抗的電抗分量為零,天線輸入阻抗可視為一個純電阻. 在忽略天線粗細的橫向影響下,簡單的偶極子天線設計可以取振子的長度l 為λ/ 4 的整數倍,如工作頻率為2. 45 GHz 的半波偶極子天線,其長度約為6 cm.當要求偶極子天線有較大的輸入阻抗時,可采用圖4b的折合振子.

3 RFID 射頻天線的設計

從RFID 技術原理和RFID 天線類型介紹上看,RFID 具體應用的關鍵在于RFID 天線的特點和性能.目前線圈型天線的實現技術很成熟,雖然都已廣泛地應用在如身份識別、貨物標簽等RFID 應用系統中,但是對于那些要求頻率高、信息量大、工作距離和方向不確定的RFID 應用場合,采用線圈型天線則難以設計實現相應的性能指標. 同樣,如果采用微帶貼片天線的話,由于實現工藝較復雜,成本較高,一時還無法被低成本的RFID 應用系統所選擇. 偶極子天線具有輻射能力較強、制造簡單和成本低等優點,且可以設計成適用于全方向通訊的RFID 應用系統,因此,下面我們來具體設計一個工作于2. 45 GHz (國際工業醫療研究自由頻段) 的RFID 偶極子天線.

半波偶極子天線模型如圖4a 所示. 天線采用銅材料(電導率:5.8e7 s/ m ,磁導率:1) ,位于充滿空氣的立方體中心. 在立方體外表面設定輻射吸收邊界. 輸入信號由天線中心處饋入,也就是RFID 芯片的所在位置. 對于2. 45 GHz 的工作頻率其半波長度約為61mm ,設偶極子天線臂寬w 為1 mm ,且無限薄,由于天線臂寬的影響,要求實際的半波偶極子天線長度為57mm. 在Ansoft HFSS 工具平臺上, 采用有限元算法對該天線進行仿真,獲得的輸入回波損耗S11 分布圖如圖5a 所示,輻射場E 面(即最大輻射方向和電場矢量所在的平面) 方向圖如圖5b 所示. 天線輸入阻抗約為72 Ω,電壓駐波比(VSWR) 小于2.0 時的阻抗帶寬為14. 3 % ,天線增益為1.8.

從圖5b 可以看到在天線軸方向上,天線幾乎無輻射. 如果此時讀寫器處于該方向上,應答器將不會做出任何反應. 為了獲得全方位輻射的天線以克服該缺點,可以對天線做適當的變形,如在將偶極子天線臂末端垂直方向上延長λ/ 4 成圖4c 所示. 這樣天線總長度修改為(57. 0 mm + 2 ×28. 5 mm) ,天線臂寬仍然為1 mm. 天線臂延長λ/ 4 后,整個天線諧振于1 個波長,而非原來的半個波長. 這就使得天線的輸入阻抗大大地增加,仿真計算結果約為2 kΩ. 其輸入回波損耗S11如圖6a 所示. 圖6b 為E 面(天線平面) 上的輻射場方向圖,其中實線為仿真結果,黑點為實際樣品測量數據,兩者結果較為吻合說明了該設計是正確的. 從圖6b 可以看到在原來弱輻射的方向上得到了很大的改善,其輻射已經近似為全方向的了. 電壓駐波比( VSWR)小于2. 0 時的阻抗帶寬為12.2 % ,增益為1.4 ,對于大部分RFID 應用系統,該偶極子天線可以滿足要求.

4 結束語

總之,RFID 的實際應用關鍵在于天線設計上,特別是對于具有非常大市場容量的商品標簽來說,要求RFID 能夠實現全方向的無線數據通訊,且還要價格低廉、體積小. 因此,我們所設計的上述這種全向型偶極子天線的結構簡單、易于批量加工制造,是可以滿足實際需要的. 通過對設計出來實際樣品的進行參數測試,測試結果與我們的設計預期結果是一致.

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隨著無線通信系統的日益復雜化，單一的傳統天線已經不能滿足要求。而多天線設計雖然可以滿足新一代無線通信系統對天線的高要求，但是，天線數目的增多，會使設備成本、天線的空間布局等問題凸顯出來。特別是在手持移動設備上，由于空間有限，使得多天線的設計異常困難。

在這種情況下，可重構天線就具有非常明顯的優勢。它可在不改變天線的尺寸和結構的情況下在天線的方向圖、工作頻率、極化特性等方面實現重構，從而使一個天線能夠實現多個天線的功能，適應移動終端不同的應用環境和要求。

在天線的方向圖可重構方面，目前的研究主要集中在采用八木形式的結構上。即通過開關控制來改變反射器或引向器的有效諧振長度，從而實現反射或者引向作用，使天線的輻射方向發生變化。但是，這種方式需要多個天線。故在手持終端有限的空間下，采用這種方式有很大的困難。另外，在天線極化方式可重構方面，研究的重點也是單貼片的天線，即通過在天線上開槽或者采用多條饋線，并在不同位置安裝開關來改變開關的狀態從而實現極化方式的變化，但是，這種天線的面積較大，同時采用多條饋線的結構太復雜，都不適用于實際的移動設備。

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本文提出了一種用于手持移動設備的可重構天線．該天線在適當位置安裝了RF-PIN開關，可通過直流控制電路控制開關的通斷，以使天線以兩種正交的線極化方式工作，同時也使天線的方向圖發生變化，從而實現極化方式和方向圖的重構。該天線結構緊湊，面積小，易于制造，并具有在同一終端安裝多個天線來實現MIMO(多輸入多輸出系統)的潛力，故在移動終端中有良好的應用價值。

天線可以與手持設備電路板集成在一起，安裝在電路板的左上角，其結構和RF-PIN開關控制電路示意圖如圖1所示。

通常的天線版圖位于介質基片的底面，控制電路位于基片的頂面，圖l中的D1、D2為兩個RF-PIN開關；Cl、C2為旁路電容，對高頻信號短路；L1、L2為電感，對高頻信號開路。二極管和電容通過通孔與底面的天線連接。該天線基片采用厚度為0．8 mm，介電常數為4．4的FR4材料。水平與垂直的兩個微帶結構通過RF-PIN開關與電路板地相連，中間的微帶為饋線，并通過同軸電纜直接饋電。微帶天線的諧振頻率主要取決于微帶線的長度，在一般情況下，在介電常數為εeff的基片上，微帶線的波導波長約為：

由于兩種工作狀態下，天線的接地端不同，因此，天線的有效輻射部分也有所不同。當處于X模式時，天線結構中垂直部分的微帶線接地，因此，天線的輻射部分應該為水平部分的微帶，天線也相應工作在水平極化方式。圖3所示為天線在2.44 GHz時的射頻電流分布圖。

從圖3可以看出，射頻電流主要集中在天線水平方向的微帶線上(這印證了前面的分析)。但同時，在中間部分的微帶以及天線其他部分也存在射頻電流，因此，天線仍會輻射部分垂直極化波。圖4所示為天線的兩種極化波在XY及YZ平面的方向圖。

圖4中，Theta表示水平極化方波，Phi表示垂直極化波，從圖中可以看出，在XY平面上，水平極化波的平均增益比垂直極化波高35 dB以上，而在YZ平面上，水平極化波具有良好的全向性，且平均增益比垂直極化波高約10 dB，因此可以判斷，水平極化波能量遠大于垂直極化波能量，天線工作在水平極化方式下。

當處于Y模式下時，天線結構中水平部分的微帶線接地，因此，垂直部分的微帶線是天線的有效輻射體，此時天線也相應工作在垂直極化方式下。圖3(b)所示為模式Y下天線在2．4 GHz的射頻電流分布圖，從圖中可以看出，此時的射頻電流主要集中在天線垂直方向的微帶線上，天線此時工作在垂直極化方式下。圖5所示為該模式下天線兩種極化波在XY和YZ平面的方向圖。

從圖5中可以看出，在XY平面上，垂直極化波的最大增益比水平極化波高37 dBi，同時在YZ平面上，垂直極化波也有良好的全向性。其最大增益比水平極化波高12 dB，說明在該模式下，天線可良好地輻射垂直極化波，而交叉極化分量很低。

事實上，在兩種工作模式下，天線的總體方向圖會發生顯著變化。在YZ和XZ兩個平面上。天線方向圖具有良好的全向性，能盡可能的接受各個方向的來波信號；而在XY平面上，天線在兩種狀態下的方向圖顯著不同，最大輻射方向會發生明顯改變，并且在這個輻射平面上可以實現良好的互補。故在實際應用中，應根據信號波的方向和強度的不同，來實時改變天線狀態，調整方向圖的最大輻射方向，以有效地提高天線信號的信噪比，提高通信速率和系統容量。

仿真結果表明，在兩種狀態下，該天線的-10 dB帶寬均可達到240 MHz。而且通過開關狀態的切換，還可以使天線在水平和垂直線極化方式之間切換，并使天線輻射方向圖的主瓣方向也偏轉150°。

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目前的無線局域網標準主要有：IEEE 802.11a(5.15～5.35／5.47～5.725／5.725～5.875 GHz)，IEEE 802.1lb和802.1lg(2.4—2.5 GHz)。

WLAN天線是無線局域網通信系統中的一個關鍵部件，其性能的好壞直接影響到無線通信的質量。國內外對于WLAN天線已經進行了廣泛的研究，提出了很多工作在雙頻段的天線形式，例如偶極天線(Dipole Anten-na), PIFA天線(Planar Inverted-F Antenna)，平面單極子天線(Planarl Monopole Antenna)，準八木天線(Quari-Yagi antenna)等。這些天線結構簡單、制作成本低，因而非常適合WLAN裝置使用。

本文設計了一種適用于WLAN系統的印刷偶極子天線。它通過印制在FR4介質板上而成，尺寸為90 mm×80 mm。

1 天線結構

天線水平放置在x-z平面，圖1（a）中灰色部分為天線輻射部分，白色部分為介質。圖1（b）中灰色部分為巴倫饋線，白色部分為介質。天線由偶極子陣列組成，振子通過印制在相對介電常數為4.4、厚度0.8 mm的介質板上實現。偶極子的長度和諧振頻率有關，長振子對應低端頻段，短振子對應高端頻段，因此該天線可以工作在2.4／5.8 GHz的雙頻段。一般常用的設計使用半波長或1／4波長作為天線的長度。

通過在Ansoft HFSS中建模、仿真優化之后，得出天線的結構尺寸(單位：mm)為：W1=4，W2=1，W3=7.4，W4=7，Ll=49，L2=9，L3=18.5，La=15.5，Lb=5。

2 仿真結果

天線駐波的仿真結果，如圖2所示。天線諧振于2.4 GHz和5.8 GHz，實現雙頻工作。低端頻段(駐波<2)為2.35～2.47 GHz，帶寬約有120 MHz，覆蓋了IEEE802.1lb／g的工作頻段；高端頻段為5.56～6.07 GHz，帶寬約為510 MHz，覆蓋了IEEE802.11 a的工作頻段。

由方向圖可以看出該天線在y～z平面內的波束具有雙指向性，主極化好，交叉極化小。

相比文獻中的準八木天線，方向圖具有雙指向性，可以滿足一些對波束指向有要求的應用。

3 結束語

本文設計了一種WLAN雙頻偶極子印刷天線，通過對雙頻印刷天線的仿真、優化，實現了WLAN標準的工作頻段，方向圖有一定的指向性，適用于對波束指向有一定要求的應用。該天線尺寸小，便于集成；性能好，滿足無線局域網通信應用的要求。

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